Резонансный усилитель на оу: Высшая школа прикладной физики и космических технологий, Институт электроники и телекоммуникаций СПбПУ

Содержание

Линейные методы в радиотехнике — Кафедра радиотехники и телекоммуникаций

Вопросы экзаменационных билетов

1. Схема нестабилизированного резисторного усилителя напряжения на биполярном транзисторе с общим эмиттером, выбор режима усилителя по постоянному току

2. Причины и вид нелинейных искажений в нестабилизированном резисторном усилителе напряжения на биполярном транзисторе с общим эмиттером, способы оценки величины этих искажений.

3. Вид амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик нестабилизированного резисторного усилителя напряжения на биполярном транзисторе с общим эмиттером.

4. Вид переходных характеристик нестабилизированного резисторного усилителя напряжения на биполярном транзисторе с общим эмиттером.

5. Схема стабилизированного резисторного усилителя напряжения на биполярном транзисторе с общим эмиттером, выбор режима усилителя по постоянному току.

6. Вид амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик стабилизированного резисторного усилителя напряжения на биполярном транзисторе с общим эмиттером.

7. Эмиттерный повторитель, схема, выбор режима по постоянному току, границы линейной области работы.

8. Вид амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик эмиттерного повторителя.

9. Входной и выходной импедансы эмиттерного повторителя. Способы увеличения входного сопротивления повторителя.

10. Схемы резисторного усилителя напряжения на полевых и МОП транзисторах, выбор режима по постоянному току.

11. Вид амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик резисторного усилителя на полевых и МОП транзисторах.

12. Связь амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик многокаскадного резисторного усилителя напряжения с аналогичными характеристиками его отдельных каскадов.

13. Виды внешних обратных связей (ОС). Критерии определения вида ОС.

14. Последовательная отрицательная обратная связь по напряжению, ее влияние на параметры усилителя.

15. Параллельная отрицательная обратная связь по напряжению, ее влияние на параметры усилителя.

16. Последовательная отрицательная обратная связь по току, ее влияние на параметры усилителя.

17. Параллельная отрицательная обратная связь по току, ее влияние на параметры усилителя.

18. Влияние отрицательной обратной связи на стабильность усиления, выходное отношение сигнала к шуму и уровень нелинейных искажений.

19. Устойчивость усилителей с обратной связью. Критерии устойчивости.

20. Простой дифференциальный усилитель на двух биполярных транзисторах, схема, коэффициенты передачи, входные сопротивления.

21. Дифференциальный усилитель на двух полевых или МОП транзисторах, схема, коэффициенты передачи.

22. Применения токовых зеркал в дифференциальных усилителях, достигаемые эффекты.

23. Способы повышения входного сопротивления дифференциального усилителя.

24. Инвертирующий и неинвертирующий усилители на операционных усилителях (ОУ), повторитель напряжения на ОУ, их параметры и характеристики.

25. Схемы алгебраических сумматоров более двух напряжений на операционных усилителях.

26. Конвертор отрицательного сопротивления (КОСТ) на операционном усилителе.

27. Дифференциальные усилители на операционных усилителях.

28. Принципы коррекции операционных усилителей.

29. Резонансный усилитель радиочастоты на биполярном транзисторе с общим эмиттером, схема, параметры и характеристики.

30. Зачем в резонансных усилителях радиочастоты применяют частичные подключения транзистора и нагрузки к колебательному контуру?

31. Причины и условия самовозбуждения усилителя радиочастоты.

32. Каскодная схема усилителя радиочастоты, ее параметры и свойства.

33. Сопоставить основные параметры каскада резонансного усилителя радиочастоты на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером, и каскодной схемы.

34. Оптимальный выбор коэффициентов подключения к колебательному контуру в многокаскадных усилителях радиочастоты.

35. Параметры и режимы работы усилителей мощности звуковой частоты.

36. Энергетические соотношения в однотактном резисторном и трансформаторном выходном каскаде усилителя мощности звуковой частоты.

37. Энергетические соотношения в двухтактном трансформаторном и бестрансформаторном выходном каскаде усилителя мощности звуковой частоты

38. Схемы выходных каскадов бестрансформаторного усилителя мощности звуковой частоты на транзисторах с одинаковой проводимостью, потенциалы базовых смещений и начальные фазы гармонических сигналов возбуждения.

39. Схемы выходных каскадов бестрансформаторного усилителя мощности звуковой частоты на транзисторах с неодинаковой проводимостью, потенциалы базовых смещений и начальные фазы гармонических сигналов возбуждения.

40. Способы повышения линейности усилителя мощности звуковой частоты.

Избирательные усилители. Структурные схемы избирательных усилителей

~ ЛЕКЦИЯ 18 ~

ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Избирательными называются усилители, в которых осуществляют выделение полезного сигнала из ряда входных сигналов, ослабляя сигналы помехи. Используют избирательные усилители во всех многоканальных системах связи: при приеме телерадиопрограмм, в системах автоматического контроля и управления.

Избирательные усилители делят на:

–  полосовые;

–  резонансные

.

Полосовые усилители осуществляют усиление сигнала в небольшом диапазоне частот, в котором отношение частот fB/fH= 1,001-1,1. Резонансные усилители усиливают сигнал только на частоте резонанса, когда fC= fP.

Зависимость коэффициента усиления в избирательном усилителе от частоты достигается включением частотных фильтров в цепь усиления или обратной связи (ОС).

Структурные схемы избирательных усилителей содержат усилитель (УПТ или с RC-связью) и фильтр (рис. 56).

Рис. 56. Структурные схемы избирательных усилителей:

а – с фильтром в цепи обратной связи; б – с каскадным фильтром.

В усилителях с фильтром в цепи обратной связи фильтры состоят из RC-цепей, у которых коэффициент передачи e снижается до нуля в интервале частот от fB до fH.

Рис. 57. Схема избирательного усилителя с двойным Т-образным мостом в цепи обратной связи на ИМС.

Наибольшее распространение получили избирательные усилители с двойным Т-образным мостом в качестве полосового фильтра в цепи

ОС (рис 57).

Делитель RBX, R1 – частотно- независимая стабилизирующая ОС. Снижает KU микросхемы до нужного коэффициента K. RBX – входное сопротивление усилителя по инвертирующему входу 9.

Коэффициент передачи двойного Т-образного моста зависит от частоты:

На очень низких частотах f®0, , так как сопротивление конденсаторов становится очень большим и все напряжение UВЫХ через верхний Т-образный мост (R, 2C,

R) передается на вход усилителя в виде напряжения обратной связи UOC. На очень высоких частотах f®¥,  вследствие того, что сопротивление конденсаторов становится небольшим и все выходное напряжение через нижний одинарный Т-образный мост (С, R/2, С) передается на вход усилителя. И только на квазирезонансной частоте fP= 1/RC коэффициент передачи , так что UOC= 0. Частотная характеристика двойного
Т
-образного моста приведена на рис. 58.

Рис. 58. Частотная характеристика двойного Т-образного моста.

Коэффициент усиления избирательного усилителя с двойным Т-образным мостом в цепи отрицательной обратной связи выражают через параметры усилителя и цепи обратной связи:

Анализ этого выражения показывает, что на частотах f= 0 и f= ¥ при :

,

а на квазирезонансной частоте при :

Частотная характеристика избирательного усилителя с двойным Т-образным мостом в цепи ОС показана на рис. 59.

Рис. 59. Частотная характеристика избирательного резонансного усилителя с двойным

Т-образным мостом: 1АЧХ усилителя без фильтра;

2АЧХ усилителя с фильтром в цепи ООС.

В диапазонах нижних и верхних частот, когда , сигнал основной цепи усилителя практически гасится сигналом цепи отрицательной обратной связи. На частоте fP, когда , на выходе выделяется сигнал основного усилительного звена.

Избирательные усилители с двойным Т-образным мостом в цепи ОС хорошо работают на квазирезонансных частотах от единиц до десятков тысяч герц.

При каскадном включении (рис. 56, б) применяют фильтры LC-типа. Простейшим из них является резонансный контур. Используют избирательные усилители с LC-фильтрами на частотах fP>500 кГц, так как на высоких частотах RC-фильтры непригодны по технико-экономическим показателям: R и C сильно уменьшаются, что снижает стабильность работы усилителя и ухудшает его характеристики.

Рассмотрим работу избирательного резонансного усилителя с LC-фильтром на биполярном транзисторе (рис. 60).

Рис. 60. Избирательный резонансный усилитель на биполярном транзисторе с LC-фильтром.

В таком усилителе максимальное усиление достигается на резонансной частоте fP и коэффициент усиления становится действительной величиной:

Сопротивление контура  зависит от частоты и достигает максимума на резонансной частоте:

,

где r – активное сопротивление контура.

При   и

На рис. 61 показана амплитудно-частотная характеристика резонансного усилителя с LC-фильтром.

Рис. 61. Частотная характеристика избирательного резонансного усилителя с LC-фильтром.

Для реализации полосовых усилителей используют трансформаторное включение LC-фильтров, настроенных на разные частоты резонанса fP1 и fP2 (рис. 62).

Рис. 62. Полосовой усилитель с LC-фильтрами на биполярном транзисторе.

Полосовой усилитель имеет амплитудно-частотную характеристику, полоса пропускания которой больше, чем у резонансного усилителя, за счет двух резонансных контуров, настроенных на разные, но близкие fP(рис. 63).

Рис. 63. Амплитудно-частотная характеристика полосового усилителя:

1АЧХ усилителя с fP1; 2АЧХ усилителя с fP2; 3 – суммарная АЧХ полосового усилителя.

Избирательные усилители изготовляют на биполярных, полевых транзисторах, электронных лампах, интегральных микросхемах и операционных усилителях (ОУ).

4. Усилитель с ФСС. Исследование резонансного усилителя

Похожие главы из других работ:

Автомобильный термометр

2.
2 Усилитель

В качестве усилителя сигнала датчика для данного устройства используется прецизионный операционный усилитель AD8551 фирмы Analog Devices. Усилитель работает в дифференциальном режиме, т.е. усиливает разность напряжений на своих входах…

Исследование резонансного усилителя

4. Усилитель с ФСС

Еще большего улучшения избирательных свойств можно добиться, если в нагрузке использовать так называемый фильтр сосредоточенной селекции (ФСС). В качестве ФСС может служить система из нескольких связанных LC-контуров, пьезокерамический…

Прибор КСМ3-ПИ1000

3.4.1 Усилитель.

В приборе устанавливается усилитель в искробезопасном исполнении У2-01-01. Питание усилителя осуществляется от сети переменного тока напряжением 220 В, частотой 50 Гц. Мощность, потребляемая полупроводниковым усилителем – не более 15 ВА…

Проектирование и расчёт следящей системы автоматического управления

2.
3 Усилитель

Усилитель служит для согласования выходного сигнала с входным сопротивлением обмотки управления ЭМУ. Его можно считать безинерционным звеном с передаточной функцией(2.10): , (2.10) т. к. в расчетах принимаем Ку=1…

Проектирование системы автоматического слежения

2.3 Усилитель

Усилитель служит для согласования выходного сигнала с входным сопротивлением обмотки управления ЭМУ. Его можно считать безинерционным звеном с передаточной функцией(2.10): ,(2.10) т. к. в расчетах принимаем Ку=1…

Проектирование системы автоматического управления для технологического процесса сборки радиоэлектронных аппаратов

2.3 Усилитель

Усилитель служит для согласования выходного сигнала с входным сопротивлением обмотки управления ЭМУ. Его можно считать безинерционным звеном с передаточной функцией(2.10): (2.10) т. к. в расчетах принимаем Ку=1…

Проектирование следящей системы автоматического управления

2.
3 Усилитель

Усилитель служит для согласования выходного сигнала с входным сопротивлением обмотки управления ЭМУ. Его можно считать безинерционным звеном с передаточной функцией(2.10): ,(2.10 т. к. в расчетах принимаем Ку=1…

Разработка и расчёт радиоприёмного устройства УКВ диапазона с ЧМ

4. Усилитель радиочастоты

Сделаем в приемнике на транзисторах резонансный УРЧ, так как при этом достигается улучшение избирательности по зеркальному и другим побочным каналам приема. В УРЧ используем биполярные транзисторы по схеме с общей базой…

Разработка синтезатора звука

1.6 Операционный усилитель

Использование ОУ как схемотехнического элемента гораздо проще и понятнее, чем оперирование отдельными элементами, его составляющими (транзисторов, резисторов и т. д.)…

Разработка стенда для исследования усилителя по схеме с общим эмиттером, коллектором

1.1.6 Дифференциальный усилитель

Рассмотренный усилитель по схеме с общим эмиттером применяется достаточно широко, но имеет ряд недостатков – малое входное и большое выходное сопротивления, зависимость коэффициента усиления от параметров нагрузки. ..

Расчет RC-генератора на терморезисторе

4.5 Усилитель мощности

Простейший усилитель мощности может быть собран на двух транзисторах с разным чередованием переходов – комплементарный эмиттерный повторитель. Мощность…

Уравновешивающие мосты

3.4.1. Усилитель.

В приборе устанавливается усилитель в искробезопасном исполнении У2-01-01. Питание усилителя осуществляется от сети переменного тока напряжением 220 В, частотой 50 Гц. Мощность, потребляемая полупроводниковым усилителем – не более 15 ВА…

Усилитель низкой частоты

3. Предварительный усилитель и усилитель мощности

Принципиальная схема изображена на рис.5 Рис.5 Схема состоит из предварительного усилителя, построенного на операционном усилителе, и оконечного каскада, являющегося усилителем мощности…

Установка звуковоспроизводящей аппаратуры в легковом автомобиле

3.1 Усилитель

Усилитель мощности – это основной элемент звуковой системы. Это устройство получает сигнал низкого уровня от линейного выхода головного устройства и усиливает его напряжение и ток до необходимых величин…

Устройство стабилизации скорости перемещения схвата промробота

1.2.2 Усилитель

Рисунок 1.3 – Схема усилителя принципиальная Составляем уравнение усилителя: , где Uтг – напряжение, получаемое с тахогенератора, Uу – напряжение на выходе усилителя, Kу – коэффициент усиления. Тогда передаточная функция примет вид: Примем ky=20…

Страница не найдена – АНО СПО Колледж Волжского университета имени В.Н. Татищева

Гостиничный бизнес – это сфера, становящаяся все более популярной. Специалист по гостиничному делу обязан совмещать разные качества, начиная от идеального знания самой профессии и заканчивая современными тенденциями мирового рынка. Такой специалист охватывает различные аспекты работы гостиницы, соединяет их воедино, поскольку только налаженная система работы позволяет получать прибыль и развиваться.

Менеджер гостиничного бизнеса координирует работу персонала гостиницы, руководит финансово-хозяйственной частью. В его обязанности также входит решение вопросов, возникающих у клиентов, проблемных ситуаций и конфликтов.

Важной функцией такого сотрудника является работа по формированию стандартов обслуживания гостей, дизайнерского оформления, заключение договоров, подбор и обучение персонала (портье, швейцаров, горничных, поваров и прочего обслуживающего персонала).

Главной задачей менеджера всегда выступает достижение слаженности работы всех сотрудников гостиницы и высокого качества обслуживания гостей.

На первый взгляд, может показаться, что работать в этой сфере легко и просто. Но это не так. Людям, которые захотят связать свою жизнь с гостиничным, туристическим или ресторанным бизнесом, придётся много выкладываться на работе и следить за обеспечением слаженной работы большого количества служб и программ.

В этой сфере вполне возможен карьерный рост. Опыт и практика помогут из обычного менеджера за несколько лет дорасти до управляющего гостиницей. Однако и это не предел мечтаний. Если человек трудолюбив, обладает лидерскими качествами, отлично владеет иностранным языком, а также имеет огромный опыт работы, у него есть все шансы занять такую высокую должность, как «эксперт гостиничного бизнеса». Или же уйти в свободное плавание и открыть собственный туристический комплекс, кафе или хостел.

 

Квалификация выпускника – Специалист по гостеприимству

 

Срок обучения по очной форме обучения:

  • на базе основного общего образования – 3 года 10 месяцев
  • на базе среднего общего – 2 года 10 месяцев

 

Области профессиональной деятельности:
  • сервис, оказание услуг населению (торговля, техническое обслуживание, ремонт, предоставление персональных услуг, услуги гостеприимства, общественное питание и пр.).
Объекты профессиональной деятельности:
  • организация процесса предоставления услуг;
  • запросы потребителей гостиничного продукта;
  • процесс предоставления услуг;
  • технологии формирования, продвижения и реализации гостиничного продукта;
  • средства труда: оргтехника, правовые, нормативные и учетные документы;
  • первичные трудовые коллективы.
Виды деятельности:
  • организация и контроль текущей деятельности сотрудников службы приема и размещения;
  • организация и контроль текущей деятельности сотрудников службы питания;
  • организация и контроль текущей деятельности сотрудников службы обслуживания и эксплуатации номерного фонда;
  • организация и контроль текущей деятельности сотрудников службы бронирования и продаж;
  • выполнение работ по одной или нескольким профессиям рабочих, должностям служащих.
Выпускник должен обладать профессиональными компетенциями:
  • Планировать потребности службы приема и размещения в материальных ресурсах и персонале;
  • Организовывать деятельность сотрудников службы приема и размещения в соответствии с текущими планами и стандартами гостиницы;
  • Контролировать текущую деятельность сотрудников службы приема и размещения для поддержания требуемого уровня качества;
  • Планировать потребности службы питания в материальных ресурсах и персонале;
  • Организовывать деятельность сотрудников службы питания в соответствии с текущими планами и стандартами гостиницы;
  • Контролировать текущую деятельность сотрудников службы питания для поддержания требуемого уровня качества обслуживания гостей;
  • Планировать потребности службы обслуживания и эксплуатации номерного фонда в материальных ресурсах и персонале;
  • Организовывать деятельность сотрудников службы обслуживания и эксплуатации номерного фонда в соответствии с текущими планами и стандартами гостиницы;
  • Контролировать текущую деятельность сотрудников службы обслуживания и эксплуатации номерного фонда для поддержания требуемого уровня качества обслуживания гостей;
  • Планировать потребности службы бронирования и продаж в материальных ресурсах и персонале;
  • Организовывать деятельность сотрудников службы бронирования и продаж в соответствии с текущими планами и стандартами гостиницы;
  • Контролировать текущую деятельность сотрудников службы бронирования и продаж для поддержания требуемого уровня качества обслуживания гостей

Операционный усилитель с дифференциальным входом

Операционный усилитель с дифференциальным входом

Если входной сигнал подается между инвертирующим и неинвертирующим входами, на выходе ОУ получается усиленная разность входных напряжений. Чтобы упростить анализ, примем, что на рис. 5.5 Ri=R3=5 кОм и R2=R4=10 кОм. Модель PSpice для идеального ОУ с внешними элементами приведена на рис. 5.6. Входной файл имеет вид:

Op Amp Giving Voltage Difference Output

VA 1 0 3V

VB 4 0 10V

E 5 0 3 2 200E3

RI 2 3 1G

R1 1 2 5k

R2 5 2 10k

R3 4 3 5k

R4 3 0 10k

.OP

.OPT nopage

.TF V(5) VB

.END

Рис. 5.5. Усилитель с дифференциальным входом на базе идеального ОУ

Рис. 5.6. Модель усилителя с дифференциальным входом на базе идеального ОУ

Анализ показывает, что выходное напряжение V(5)=14 В. Используя метод узловых потенциалов для анализа идеального ОУ, убедитесь, что

согласуется с нашими результатами. Вычисления, проведенные вручную, помогут лучше понять работу схемы. Начните с определения напряжения на неинвертирующем входе ОУ. Его легко определить, если вы вспомните, что входы ОУ не потребляют тока. Напряжение vb подается на делитель напряжения и на его выходе получается напряжение v+=6,667 В, это означает, что также составляет 6,667 В (фактически PSpice дает 6,666 В). При использовании этого напряжения вы можете легко найти токи через R1 и R2. Выходной файл показан на рис. 5.7.

**** 07/02/99 16:11:55 ******** Evaluation PSpice (Nov 1998) *********

Op Amp Giving Voltage Difference Output

**** CIRCUIT DESCRIPTION

VA 1 0 3V

VB 4 0 10V

E 5 0 3 2 200E3

RI 2 3 1G

R1 1 2 5k

R2 5 2 10k

R3 4 3 5k

R4 3 0 10k

.OP

.OPT nopage .TF V(5) VB .END

**** SMALL SIGNAL BIAS SOLUTION TEMPERATURE = 27.000 DEG C

NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE

( 1) 3.0000  ( 2) 6.6666  ( 3) 6.6667  ( 4) 10.0000

( 5) 14.0000

VOLTAGE SOURCE CURRENTS

NAME CURRENT

VA   7. 333E-04

VB  -6.667E-04

TOTAL POWER DISSIPATION 4.47E-03 WATTS

**** VOLTAGE-CONTROLLED VOLTAGE SOURCES

NAME      E

V-SOURCE1 1.400E+01

I-SOURCE -7.333E-04

**** SMALL-SIGNAL CHARACTERISTICS

V(5)/VB = 2.000E+00

INPUT RESISTANCE AT VB = 1.500E+04

OUTPUT RESISTANCE AT V(5) = 0.000E+00

Рис. 5.7. Выходной файл с результатами анализа схемы на рис. 5.6

Не забывайте, что PSpice не должен использоваться просто для получения численного результата. Надеемся, что после решения у вас возникнет много вопросов, анализ которых поможет вам больше узнать о работе исследуемых устройств.

Данный текст является ознакомительным фрагментом.

Продолжение на ЛитРес

Операционные усилители (на основе простейших примеров): часть 3 / Хабр

Краткое введение

Продолжаю

спамить

писать на тему операционных усилителей. В этой статье постараюсь дать обзор одной из важнейших тем, связанной с ОУ. Итак, добро пожаловать,

активные фильтры

.



Обзор темы

Возможно, Вы уже сталкивались с моделями RC-, LC- и RLC-фильтров. Они вполне подходят для большинства задач. Но для некоторых целей очень важно иметь фильтры с более плоскими характеристиками в полосе пропускания и более крутыми склонами. Вот тут нам и нужны активные фильтры.

Для освежения в памяти, напомню, какие бывают фильтры:


Фильтр Нижних Частот

(ФНЧ) — пропускает сигнал, который ниже определенной частоты (ее еще именуют частотой среза).

Википедия
Фильтр Высоких Частот

(ФВЧ) — пропускает сигнал выше частоты среза.

Википедия
Полосовой Фильтр

— пропускает только определенный диапазон частот.

Википедия
Режекторный Фильтр

— задерживает только определенный диапазон частот.

Википедия

Ну еще немного лирики. Посмотрите на амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) ФВЧ. На этом графике ничего интересного пока не ищите, а просто обратите внимание на участки и их названия:


Самые банальные примеры активных фильтров можно подсмотреть

здесь

в разделе «Интеграторы и дифференциаторы». Но в данной статье эти схемы трогать не будем, т.к. они не очень эффективны.

Выбираем фильтр

Предположим, что Вы уже определились с частотой, которую хотите фильтровать. Теперь нужно определиться с типом фильтра. Точнее нужно выбрать его характеристику. Иными словами, как фильтр будет себя «вести».

Основными характеристиками являются:


Фильтр Баттерворда

— обладает самой плоской характеристикой в полосе пропускания, но имеет плавный спад.


Фильтр Чебышева

— обладает самым крутым спадом, но у него самые неравномерные характеристики в полосе пропускания.


Фильтр Бесселя

— имеет хорошую фазочастотную характеристику и вполне «приличный» спад. Считается лучшим выбором, если нет специфического задания.

Еще немного информации

Предположим, и с этим заданием вы справились. И теперь можно смело приступить к расчетам.

Есть несколько методов расчета. Не будем усложнять и воспользуемся самым простым. А самый простой — это «табличный» метод. Таблицы можно найти в соответствующей литературе. Чтобы Вы долго не искали, приведу из Хоровица и Хилла «Искусство Схемотехники».

Для ФНЧ:


Скажем так, это все Вы могли бы найти и прочитать и в литературе. Перейдем конкретно к проектированию фильтров.

Расчет

В данном разделе попытаюсь кратко «пробежаться» по всем типам фильтров.

Итак,

задание # 1

. Построить фильтр низких частот второго порядка с частотой среза 150 Гц по характеристике Баттерворда.

Приступим. Если мы имеем фильтр n-ного четного порядка, это означает, что в нем будет n/2 операционников. В данном задании — один.

Схема ФНЧ:


Для данного типа расчета берется во внимание, что

R1 = R2

,

C1 = C2

.

Смотрим в табличку. Видим, что

К = 1.586

. Это нам пригодится чуть позже.

Для фильтра низких частот справедливо:


, где, разумеется,


— это частота среза.

Сделав подсчет, получаем

. Теперь займемся подбором элементов. С ОУ определились — «идеальный» в количестве 1 шт. Из предыдущего равенства можно предположить, что нам не принципиально, какой элемент выбирать «первым». Начнем с резистора. Лучше всего, чтоб его значение сопротивления были в пределах от 2кОм до 500кОм. На глаз, пусть он будет 11 кОм. Соответственно, емкость конденсатора станет равной 0.1 мкФ. Для резисторов обратной связи значение

R

берем произвольно. Я обычно беру 10 кОм. Тогда, для верхнего значение К возьмем из таблицы. Следовательно, нижний будет иметь значение сопротивления

R =

10 кОм, а верхний 5.8 кОм.

Соберем и промоделируем АЧХ.


Задание # 2. Построить фильтр высоких частот четвертого порядка с частотой среза 800 Гц по характеристике Бесселя.
Решаем. Раз фильтр четвертого порядка, то в схеме будет два операционника. Тут все совсем не сложно. Мы просто каскадно включаем 2 схемы ФВЧ.
Сам фильтр выглядит так:

Фильтр же четвертого порядка выглядит:

Теперь расчет. Как видим, для фильтра четвертого порядка у нас аж 2 значения К. Логично, что первое предназначается для первого каскада, второе — для второго. Значения К равны 1.432 и 1.606 соответсвенно. Таблица была для фильтров низких частот (!). Для расчета ФВЧ надо кое-что изменить. Коэффициенты К остаются такими же в любом случае. Для характеристик Бесселя и Чебышева изменяется параметр
— нормирующая частота. Она будет равна теперь:

Для фильтров Чебышева и Бесселя как для нижних частот, так и для высоких справедлива одна и та же формула:

Учтите, что для каждого отдельного каскада придется считать отдельно.
Для первого каскада:

Пусть С = 0.01 мкФ, тогда R = 28. 5 кОм. Резисторы обратной связи: нижний, как обычно, 10 кОм; верхний — 840 Ом.
Для второго каскада:

Емкость конденсатора оставим неизменной. Раз С = 0.01 мкФ, то R = 32 кОм.
Строим АЧХ.

Для создания полосового или режекторного типа фильтров можно каскадно соединить ФНЧ и ФВЧ. Но такими типами, зачастую, не пользуются из-за плохих характеристик.
Для полосовых и режекторных фильтров также можно использовать «табличный метод», но тут немного другие характеристики.
Приведу сразу табличку и немного ее объясню. Чтоб сильно не растягивать — значения взяты сразу для полосового фильтра четвертого порядка.

a1 и b1 — расчетные коэффициенты. Q — добротность. Это новый параметр. Чем значение добротности больше — тем более «резким» будет спад. Δf — диапазон пропускаемых частот, причем выборка идет на уровне -3 дБ. Коэффициент α — еще один расчетный коэффициент. Его можно найти используя формулы, которые довольно легко найти в интернете.
Ну ладно, хватит. Теперь рабочее задание.
Задание # 3. Построить полосовой фильтр четвертого порядка по характеристике Баттерворда с центральной частотой 10 кГц, шириной пропускаемых частот 1 кГц и коэффициентом усиления в точке центральной частоты равным 1.
Поехали. Фильтр четвертого порядка. Значит два ОУ. Типовую схему приведу сразу с расчтными элементами.

Для первого фильтра центральная частота определяется как:

Для второго фильтра:

Конкретно в нашем случае, опять же из таблицы, определяем, что добротность Q = 10. Рассчитываем добротность для фильтра. Причем, стоит отметить, что добротность обоих будет равна.

Поправка усиления для области центральной частоты:

Финальная стадия — расчет компонентов.
Пусть конденсатор будет равен 10 нФ. Тогда, для первого фильтра:



В том же порядке, что и (1) находим R22 = R5 = 43.5 кОм, R12 = R4 = 15. 4 кОм, R32 = R6 = 54.2 Ом. Только учтите, что для второго фильтра используем
Ну и на последок, АЧХ.

Следующая остановка — полосно-заграждающие фильтры или режекторные.
Тут есть несколько вариаций. Наверное, самый простой — это фильтр Вина-Робинсона (англ. Active Wien-Robinson Filter). Типовая схема — тоже фильтр 4го порядка.

Наше последнее задание.
Задание # 4. Построить режекторный фильтр с центральной частотой 90 Гц, добротностью Q = 2 и коэффициентом усиления в полосе пропускания равным 1.
Прежде всего, произвольно выбираем емкость конденсатора. Допустим, С = 100 нФ.
Определим значение R6 = R7 = R:

Логично, что «играясь» с этими резисторами, мы можем изменять диапазон частот нашего фильтра.
Далее, нам надо определить промежуточные коэффициенты. Находим их через добротность.


Выберем произвольно резистор R2. В данном конкретном случае, лучше всего, чтобы он равнялся 30 кОм.
Теперь можем найти резисторы, которые будут регулировать коэффициент усиления в полосе пропускания.


И на последок, необходимо произвольно выбрать R5 = 2R1. У меня в схеме эти резисторы имеют значение 40 кОм и 20 кОм соответственно.
Собственно, АЧХ:

Практически конец

Кому интересно узнать немного больше, могу посоветовать почитать Хоровица и Хилла «Искусство схемотехники».

Также, D. Johnson «A handbook of active filters».


Википедия

Также, кому не очень нужны расчеты, а нужны именно сами фильтры, могу посоветовать

полезный софт
P.S.

Добавлю очень полезную

ссылку

и ее

зеркало

. За линк спасибо

spiritus_sancti

Частотная характеристика цепей операционных усилителей

В предыдущем видеоролике мы видели, что идеализированный операционный усилитель не имеет частотно-зависимых элементов, и, следовательно, на его поведение не влияет частота входного сигнала. Другими словами, операционный усилитель имеет бесконечную полосу пропускания. Это упрощение согласуется с производительностью, которую мы наблюдаем в низкочастотных системах с низким коэффициентом усиления.

Однако полоса пропускания реальных операционных усилителей, безусловно, не бесконечна; фактически большинство операционных усилителей имеют частотную характеристику, похожую на характеристику фильтра нижних частот с низкой частотой среза.Однако это не означает, что полоса пропускания схемы на основе операционного усилителя должна быть узкой.

 

Частотная характеристика операционного усилителя без обратной связи

Во-первых, давайте посмотрим на частотно-зависимое поведение операционного усилителя как отдельного компонента. На следующем графике показана типичная частотная характеристика операционного усилителя общего назначения.


 

На очень низких частотах операционный усилитель применяет максимальное усиление без обратной связи, которое мы можем назвать АЦП, чтобы отличить его от усиления на более высоких частотах. По мере увеличения частоты усиление уменьшается, при этом заметный переход от стабильного усиления к уменьшающемуся происходит на частоте излома, которая в данном случае составляет 10 Гц. В конце концов наклон стабилизируется, и усиление уменьшается на 20 дБ при каждом увеличении входной частоты в 10 раз.

Вам может быть интересно, почему усиление начинает уменьшаться на такой низкой частоте. Оказывается, разработчики намеренно создают этот тип частотной характеристики, потому что он снижает вероятность колебаний операционного усилителя при использовании в конфигурации с отрицательной обратной связью (дополнительную информацию о стабильности усилителя см. в разделе «Отрицательная обратная связь», часть 4: Введение в Стабильность).6\). Вместо этого усиление представляет собой функцию, которая имеет разные значения для разных частот.

Частота, на которой усиление операционного усилителя достигает 0 дБ, называется частотой единичного усиления (обозначается \(f_t\)).


 

Это значение сообщает нам частоту, при которой операционный усилитель перестает функционировать как усилитель, а также дает нам удобный способ расчета коэффициента усиления операционного усилителя без обратной связи на заданной частоте. Как показано в следующем уравнении, которое представляет собой приближение, справедливое для частот, значительно превышающих частоту излома, коэффициент усиления равен частоте единичного усиления, деленной на интересующую частоту:

 

\[\слева | A(jf)) \право | = \frac {f_t}{f}\]
 

Частотная характеристика замкнутого контура операционного усилителя

Операционный усилитель начинает терять коэффициент усиления на низких частотах, но поскольку его начальный коэффициент усиления настолько высок, он все еще может работать как эффективный усилитель на более высоких частотах.

На самом деле, используя операционный усилитель в конфигурации с отрицательной обратной связью, мы можем «обменять» усиление на пропускную способность. Коэффициент усиления общего усилителя не должен начинать уменьшаться на частоте 10 Гц, поскольку требуемый коэффициент усиления может быть намного ниже, чем коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи. Например, если мы хотим реализовать неинвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 2 В/В, угловая частота коэффициента усиления с обратной связью будет намного выше, чем угловая частота коэффициента усиления без обратной связи операционного усилителя. Как показано на графике ниже, кривая, представляющая усиление с обратной связью, остается приблизительно плоской, пока не приблизится к кривой, представляющей усиление без обратной связи:

 

[[В финальном изображении «V(a)» должно быть «A(jf)», а «V(gcl)» должно быть «\(G_{CL}\)»]]

 

Если мы разработаем схему для более высокого усиления, кривая, представляющая усиление с обратной связью, будет приближаться к кривой, представляющей усиление с обратной связью на более низкой частоте, другими словами, полоса пропускания с обратной связью будет уже.Например, на следующем графике коэффициент усиления с обратной связью увеличен до 10 В/В.

 

[[В финальном изображении «V(a)» должно быть «A(jf)», а «V(gcl)» должно быть «\(G_{CL}\)»]]

 

Вот как работает компромисс: общая схема может иметь меньшее усиление и большую полосу пропускания или большее усиление и меньшую полосу пропускания.

 

Резюме

  • Реальные операционные усилители не могут применять одинаковое усиление ко всем входным частотам. Более высокие частоты получают меньшее усиление.
  • Большинство операционных усилителей имеют внутреннюю компенсацию. Это уменьшает их полосу пропускания, но общий эффект положительный, поскольку частотная компенсация делает их менее восприимчивыми к проблематичным колебаниям.
  • Частотная характеристика операционного усилителя с внутренней компенсацией напоминает частотную характеристику RC-фильтра нижних частот первого порядка.
  • Использование отрицательной обратной связи позволяет нам создавать усилители, которые обменивают усиление на полосу пропускания.

Операционные усилители в качестве активных фильтров нижних и верхних частот

Фильтры нижних и верхних частот первого порядка не требуют ничего, кроме резисторов и конденсаторов.Эти пассивные фильтры легко проектировать и анализировать, и они обеспечивают производительность, достаточную для многих приложений.

Если системные требования не могут быть удовлетворены фильтром первого порядка, разработчик должен рассмотреть фильтр второго порядка (или третьего порядка, или четвертого порядка…).

Фильтры более высокого порядка могут быть созданы за счет использования резонанса, возникающего в результате взаимодействия емкости и индуктивности. Однако инженеры часто стараются избегать использования катушек индуктивности; по сравнению с резисторами и конденсаторами они больше, более восприимчивы к электромагнитным помехам, с большей вероятностью создают проблемные электромагнитные помехи и менее совместимы с методами интегральных схем.

 

Замена катушки индуктивности

Оказывается, эффект индуктивности можно воспроизвести, объединив операционный усилитель с продуманной схемой. На следующей диаграмме показана схема на основе операционного усилителя, которая работает как индуктор (индуктивность определяется значениями пассивных компонентов).

 


 

Эта схема представляет собой резонатор операционного усилителя с RC: она создает резонанс, используя только сопротивление, емкость и усиление. Мы могли бы использовать эту схему для замены катушки индуктивности в RLC-фильтре второго порядка (резистор-индуктор-конденсатор), но вместо этого мы рассмотрим более простую и компактную топологию, известную как фильтр Саллена-Ки.

 

Активный фильтр нижних частот второго порядка

Следующая схема представляет собой фильтр нижних частот Sallen-Key с единичным усилением. Как видите, для этого требуется только один операционный усилитель, два резистора и два конденсатора. Мы называем эти фильтры «активными», потому что они включают в себя усилительный компонент.


 

Имеется два пути обратной связи, один из которых направлен на неинвертирующий вход операционного усилителя. Мы привыкли анализировать схемы операционных усилителей, которые имеют только отрицательную обратную связь.

Детальный анализ фильтра нижних частот Sallen-Key не особенно прост. Тем не менее, мы можем получить общее представление о работе схемы, выполнив нематематический анализ.

Обратите внимание, что пассивные компоненты напоминают типичный RC-фильтр нижних частот второго порядка.Единственное отличие состоит в том, что C2 вместо создания высокочастотного пути к земле создает высокочастотный путь для положительной обратной связи.

Эта положительная обратная связь позволяет фильтру преодолеть основное ограничение фильтра нижних частот RCRC второго порядка: даже когда между двумя каскадами RCRC размещен буфер, добротность фильтра не может превышать 0,5. Коэффициент добротности 0,5 часто неприемлемо низок, и архитектура Саллена-Ки преодолевает это ограничение, используя положительную обратную связь для обеспечения более высокой добротности.

Качественная работа фильтра нижних частот Саллена-Кея с единичным усилением становится понятной, если объединить предыдущее обсуждение с тем фактом, что путь отрицательной обратной связи представляет собой прямое соединение от выходного узла к инвертирующему входному терминалу:

  • Если пренебречь положительной обратной связью, схема представляет собой RC-фильтр нижних частот второго порядка, подключенный к повторителю напряжения.
  • Высокие частоты замыкаются на землю, а низкие подаются на вход ОУ.В обоих случаях операционный усилитель создает буферизованную версию выходного сигнала RCRC-фильтра.
  • На частотах, близких к частоте среза, импеданс конденсаторов сравним с сопротивлением резисторов, а путь положительной обратной связи, обеспечиваемый C2, позволяет схеме генерировать более добротный тип отклика, который мы ожидаем от основанного на резонансе. фильтры.

Частота среза фильтра нижних частот Sallen-Key с единичным коэффициентом усиления определяется следующим выражением:

 

\[f_C= \frac {1}{2\pi R_1C_1R_2C_2}\]

 

Мы можем создать активный фильтр с неединым усилением, включив знакомый резистивный делитель в путь отрицательной обратной связи:

 

 

Как и в случае типичного неинвертирующего усилителя на основе операционного усилителя, низкочастотное усиление этого фильтра будет равно

.

 

\[K=1+ \frac {R_4}{R_3}\]

 

Активный фильтр верхних частот второго порядка

Если поменять местами резистор и конденсатор в RC-фильтре нижних частот, мы преобразуем схему в CR-фильтр верхних частот. Затем мы можем каскадировать два фильтра верхних частот CR, чтобы создать фильтр верхних частот CRCR второго порядка. Если мы включим эту пассивную конфигурацию в топологию Саллена-Ки, мы получим следующее:


 

Это фильтр верхних частот Sallen-Key с единичным усилением. Выражение для частоты среза не меняется, и мы используем тот же метод для включения усиления:

.

 

\[f_C=\frac {1}{2\pi \sqrt{R_1C_1R_2C_2}}\]

 

 

Резюме

  • Операционные усилители можно использовать для создания компактных высокоэффективных фильтров второго порядка, не требующих катушек индуктивности.Фильтр на основе операционного усилителя называется активным фильтром.
  • В топологии Саллена-Ки используется положительная обратная связь для преодоления ограничения добротности, характерного для фильтров второго порядка, состоящих только из резисторов и конденсаторов.
  • Активные фильтры могут увеличивать амплитуду сигнала в дополнение к изменению его частотного содержания. В топологии Саллена-Ки усиление реализуется за счет включения типичного резистивного делителя в тракт отрицательной обратной связи.

Схема усилителя — обзор

3.2.3.1 Топология TIA

Схемы TIA особенно зависят от топологии конструкции печатной платы, особенно в таких приложениях, как PPG, поскольку часто обнаруживаемые сигналы являются сложными и слабыми. Двумя наиболее часто используемыми топологиями проектирования TIA в оптическом мониторинге являются TIA с нулевым смещением (рис. 3.3A) и с обратным смещением (рис. 3.3B). Когда требуется высокая скорость и время отклика, используется конфигурация напряжения обратного смещения, когда на катод фотодиода подается положительное напряжение. Это вызывает увеличение ширины обеднения фотодиода и снижает Cj, тем самым улучшая характеристики на высоких частотах.Платой за это увеличение скорости является увеличение темнового тока (погрешность постоянного тока) и нелинейности. Когда фотодиод смещен в ноль, возникает очень небольшая ошибка по постоянному току и очень небольшой шум. Кроме того, отклик фотодетектора более линейный, чем при обратном смещении. Однако его паразитная емкость (Cp) выше (Bhat, 2012; Graeme, 1996).

В идеале для одно- или многоволновых систем PPG следует предпочесть TIA без напряжения обратного смещения, поскольку требования к скорости составляют всего несколько сотен герц (Гц) .Это позволит сохранить линейность интенсивности света и избежать ошибки постоянного тока. Кроме того, низкий уровень шума схемы позволяет легко проводить измерения PPG с меньшей амплитудой. Тем не менее, если используется обратное смещение (в основном при использовании лазерного диода), важно выбрать операционный усилитель типа FET с очень высоким входным импедансом, чтобы свести на нет высокое сопротивление перехода фотодиода с обратным смещением. Независимо от смещения, в приложениях PPG рекомендуется экранировать как фотодиод, так и TIA. Это делается для того, чтобы избежать помех от электростатических, магнитных и радиочастотных источников с сигналом PPG.

Третьей конфигурацией, которая особенно полезна в приложениях PPG, является дифференциальная TIA. Как показано на рис. 3.3C, фотодетектор можно подключить между входами двух однокаскадных TIA и управлять фототоками дифференциальным образом. Поскольку оба усилителя видят входной ток в различном направлении, если резисторы обратной связи Rf1 и Rf2 согласованы, то выходной сигнал будет в два раза больше, чем может быть достигнут с помощью несимметричного TIA.

(3.2)Vout=2.Ip.Rf

Ключевым преимуществом использования этой топологии TIA является подавление синфазных помех связанного шума. Любые электростатические помехи, присутствующие в цепи, появятся на обоих входах дифференциального усилителя и окажут нейтрализующее действие на выходе. Полоса пропускания усилителя также улучшена по сравнению с базовым фотодиодным усилителем из-за двойных резисторов настройки коэффициента усиления. Для заданного уровня усиления резисторы Rf1 и Rf2 допускают уменьшение сопротивления 2:1, снижая чувствительность полосы пропускания к паразитной емкости во столько же раз (Moyle, 1998; Webster, 2002).

Операционный усилитель, август 1967 г. Electronics World

Август 1967 г. Мир электроники

Стол содержания

Восковая ностальгия и изучение истории ранней электроники. См. статьи из Electronics World , опубликовано в мае 1959 г. – Декабрь 1971 г. Настоящим признаются все авторские права.

Не бывает слишком множество вводных статей по операционным усилителям (операционным усилителям).Конечно, когда это история была написана для Electronics World еще в 1967 году, операционные усилители были относительно новыми на сцену. До появления операционных усилителей схемотехника для контроллеров, фильтров, компараторы, изоляторы и просто старое усиление были гораздо более сложными. Операционные усилители внезапно позволили разработчикам меньше беспокоиться о смещениях, вариациях в напряжениях питания и других неприятностях, а вместо этого сосредоточьтесь на функциях. Четное с самого начала с операционным усилителем мкА741 подошли параметры близки к идеальному устройству: бесконечное входное сопротивление, нулевое выходное сопротивление, идеальная изоляция между портами и бесконечная пропускная способность. Хорошо, спецификация пропускной способности был более ограниченным по сравнению с тремя другими, но тем не менее, с частотами то, с чем их сравнивали сегодня, было достаточно близко. Операционные усилители позволили инженерам для проектирования с простотой уравнений Лапласа.

Операционный усилитель — схемы и приложения

Дональд Э. Ланкастер

Типовой модульный корпус и операционные усилители на ИС в стиле TO-5.

Эти универсальные модульные или интегральные схемы с регулируемым коэффициентом усиления использовались в компьютерных и военных схемах.Новое снижение цен и размеров открыли коммерческий и потребительский рынки. Вот полная информация о том, что доступны и как используются устройства.

Операционные усилители, которые когда-то были исключительно опорой области аналоговых компьютеров. в настоящее время находят разнообразное применение в остальной части электронной промышленности. Ан Операционный усилитель в основном представляет собой биполярный усилитель с высоким коэффициентом усиления и связью по постоянному току. обычно имеют высокий входной импеданс и низкий выходной импеданс.Его неотъемлемая полезность заключается в его способности точно контролировать усиление и отклик с помощью внешние резисторы и конденсаторы.

Поскольку резисторы и конденсаторы являются пассивными элементами, проблем практически нет. поддержание стабильного усиления и отклика схемы, независимого от температуры, источника питания вариации или изменения коэффициента усиления самого операционного усилителя. Как эти резисторы и расположение конденсаторов определяет, что именно будет делать операционный усилитель.По сути, операционный усилитель обеспечивает «мгновенное усиление», которое можно использовать практически для любых целей. цепь от переменного, постоянного и высокочастотного тока. усилители, прецизионные генераторы сигналов, до высокодобротных безиндукторных фильтров, до математических решателей задач.

Раньше операционные усилители

были довольно дорогими, но многие из современных версий интегральных схем теперь варьируется от 6 до 20 долларов за штуку и меньше в количестве. Из-за ценовых скидок, которые произошло совсем недавно, те же преимущества теперь доступны аналоговому компьютеру, промышленные и военные рынки теперь распространяются на коммерческие и потребительские схемы.Одним из очевидных применений будут предусилители Hi-Fi, где одна интегральная схема может заменить большую часть обычно используемых низкоуровневых транзисторных схем.

На рис. 1A показан символ операционного усилителя. Операционный усилитель имеет два высокоимпедансных входа. инвертирующий вход и неинвертирующий вход, обозначенные знаком «-» или «+» на входная сторона усилителя. Инвертирующий вход не совпадает по фазе с выходом, в то время как неинвертирующий вход находится в фазе с выходом.В усилителе есть усиление без обратной связи A, которое может варьироваться от нескольких тысяч до нескольких миллионов.

Рис. 1. (A) Символ операционного усилителя. (B) Блок-схема типичного операционного усилителя.

Рис. 2. Характеристики Fairchild µA702C. Цена: $9.00.

Рис. 3. Характеристики Motorola MC1430. Цена: $12.00.

Рис. 4. Операционный усилитель RCA CA3030. Клеммы без маркировки используются для частотной компенсации.Цена: 7,50 долларов. Обратите внимание, что цены, указанные здесь и выше указаны для единичных количеств, и эти цены могут быть изменены.

При ближайшем рассмотрении мы видим три отдельные части любого операционного усилителя. внутренняя схема, как показано на рис. 1B. Дифференциальный усилитель с высоким входным сопротивлением образует первый каскад, в котором инвертирующий вход идет в одну сторону, а неинвертирующий введите другой. Цель этого этапа состоит в том, чтобы позволить входным данным дифференциально управлять цепью, а также обеспечивать высокое входное сопротивление.

Есть несколько возможностей для этого входного каскада. Если обыкновенный совпал используется пара транзисторов (или эквивалент интегральной схемы), входное сопротивление от 10 000 до 100 000 Ом в сочетании с малым дрейфом, низкой стоимостью и широкая полоса пропускания. Используя четыре транзистора в дифференциальной конфигурации Дарлингтона, входное сопротивление может быть около одного мегаома. Стоимость дрейфа и схемы торгуется для этой выгоды.

Иногда используются полевые транзисторы с входным сопротивлением 100 Ом. мегаом, но часто с ограниченной пропускной способностью.Операционные усилители на интегральных схемах на полевых транзисторах еще не доступны, ограничивая эту технику пакетом модульного стиля в настоящее время. Один или два новых метода позволяют использовать экстремальные входные импедансы, но в настоящее время высокая стоимость. Один из подходов заключается в использовании МОП-транзисторов с сопротивлением 10 13 Ом. входное сопротивление; во-вторых, использовать схему параметрического усилителя на варакторных диодах. на входе.

За входным дифференциальным усилителем следуют обычные каскады усиления по напряжению, предназначен для доведения общего коэффициента усиления по напряжению до очень высокого значения. Терминалы обычно выводится из каскада усиления по напряжению, чтобы обеспечить частотную и фазовую характеристики операционного усилителя, предназначенного для специальных приложений. Обычно это делается путем добавления внешние резисторы и конденсаторы к этим клеммам.

Поскольку операционный усилитель биполярный, выходной сигнал может или отрицательным по отношению к земле. Двойная система питания, один отрицательный и один положительный, требуется.

Последний каскад операционного усилителя представляет собой выходной каскад с низким импедансом, который может занять форма одиночного эмиттерного повторителя, двухтактного эмиттерного повторителя или класса B силовой этап.Эта окончательная схема служит для создания выходной нагрузки и общего усиление и частотная характеристика независимы. Он также обеспечивает полезный уровень производительности власть.

МАТЕМАТИКА ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ

Коэффициент усиления схемы операционного усилителя всегда выбирается намного меньше коэффициент усиления без обратной связи самого усилителя. Это позволяет схеме реагировать на точно определяться внешней обратной связью и входным сопротивлением сети. Обратная связь практически применим к инвертирующему (-) входу.Это отрицательный отзыв для любое изменение на выходе пытается вызвать противоположное изменение на входе.

Полное сопротивление цепи обратной связи и входа обычно выбирают таким образом, чтобы они намного больше, чем выходное сопротивление операционного усилителя, но намного меньше, чем сопротивление операционного усилителя. входное сопротивление, и чтобы усиление, необходимое для правильной работы, было намного меньше усиления усилителя.

Если эти допущения выполняются, отношение входного напряжения к выходному (коэффициент усиления схемы) даст:

Усиление контура =

Например, схема операционного усилителя на рис.5B имеет входное сопротивление 1000 Ом. и полное сопротивление обратной связи 10 000 Ом. Его усиление будет – 10k/1k = – 10. Любой из операционные усилители рис. Для этой схемы можно использовать 2, 3 или 4.

Некоторый анализ цепи покажет, что инвертирующий вход всегда очень близок к потенциал земли, и эта точка тогда называется виртуальной землей, поскольку входные сигналы и выходная обратная связь. Таким образом, входное сопротивление цепь будет точно равна входному сопротивлению сети.

При использовании в сетях конденсаторов фазовые соотношения между током и напряжение надо учитывать. Эти различия в фазе позволяют проводить такие операции как дифференциация, интеграция и активный сетевой синтез.

Но это не операционный усилитель постоянного тока. усилитель и не d.c. усилители дрейфуют и имеют быть стабилизированным прерывателем или иным образом компенсированным? Это, безусловно, было правдой всех усилителей, но сегодня такие методы зарезервированы для чрезвычайно критических схемы.Причины этого кроются во входном дифференциальном каскаде. Сейчас очень легко получить каскад дифференциального усилителя на интегральной схеме для отслеживания в пределах милливольт или около того в широком диапазоне температур. Это связано с одинаковой геометрией, состава и температуры входных транзисторов.

Согласованные пары обычных транзисторов могут отслеживать с точностью до нескольких милливольт тщательный отбор. Полевые транзисторы предлагают дрейф производительности, так как одна точка смещения может быть выбирается бездрейфовым по отношению к температуре в очень широком диапазоне.Таким образом, стабилизированные прерывателем системы сегодня редко рассматриваются для большинства приложений операционных усилителей.

На сегодняшний день доступны три основных комплекта операционных усилителей. Первый тип состоит специализированных единиц, используемых только для точных аналоговых вычислений и критически важных инструментов схемы. Стоимость каждого из них исчисляется сотнями и даже тысячами долларов. категории и здесь не рассматриваются. Второй тип — это модульная упаковка. обычно состоит из черной вставной эпоксидной оболочки на дюйм или два со стороны.Особый доступны гнезда для размещения множества контактов, которые выступают из нижней части корпуса. Третий стиль упаковки использует интегральную схему. Здесь размещается весь операционный усилитель в плоской упаковке, встроенной эпоксидной смоле или упаковке типа TO-5. (См. главную фотографию.)

Таблица 1. Сравнение интегральных операционных усилителей и операционные усилители модульного типа.

Таблица 2. Список производителей операционных усилителей модульного типа.

Таблица 3. Список производителей операционных усилителей на интегральных схемах. Применение промышленных операционных усилителей

Вообще говоря, модульные блоки в некоторых случаях заменяются интегрированы, но в настоящее время каждый стиль упаковки предлагает некоторые явные преимущества. В таблице 1 сравниваются два пакета. Версии IC предлагают низкую стоимость, небольшой размер и очень низкий дрейф, в то время как модульные версии предлагают более высокий входной импеданс, коэффициент усиления и более высокая выходная мощность.

На рис. 2, 3 и 4. Здесь сравниваются их схемы и основные тактико-технические характеристики. Устройства похожие к ним по еще более низкой цене могут быть скоро доступны.

Каталог производителей операционных усилителей приведен в таблицах 2 и 3.

Мы можем разделить области применения операционных усилителей примерно на три категории: промышленные схемы, компьютерные схемы и схемы активного сетевого синтеза.То промышленные схемы – это “обычные”, которые перейдут в потребительские и коммерческие поля с небольшими изменениями.

Копия в коробке (разворот) подводит итог математике. Операционный усилитель часто используется в сочетании с двумя пассивными сетями, входной сетью и сеть обратной связи, обе из которых обычно подключены к инвертирующему входу. То усиление общей схемы на любой частоте определяется приведенным уравнением. Это это просто отношение импеданса обратной связи к входному импедансу на этой частоте.Для показанных цепей путь к земле с низким импедансом должен существовать для всех входных источники, чтобы обеспечить обратный путь для тока базы в двух входных транзисторах.

На рис. 5A показан инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 100, используемый от источника постоянного тока. к нескольким сто кГц. Основное уравнение говорит нам, что прирост составит -10 000/100 = -100. То Резистор 100 Ом на входе «+» обеспечивает базовый ток для «+» транзистора и не входит непосредственно в уравнение усиления.Его можно отрегулировать для получения желаемого характеристика дрейфа или смещения.

Чем выше коэффициент усиления операционного усилителя, тем ближе будет производительность схемы. к расчетной производительности. В усилителе -из 100, если коэффициент усиления операционного усилителя равен 1000, ошибка усиления будет примерно 1 %. Точное значение выигрыша также зависит от точность, с которой выбираются компоненты входа и обратной связи.

Выбор различных соотношений импедансов входа и обратной связи дает нам различные прибыль.На рис. 5B показан усилитель с коэффициентом усиления 10 и постоянным током. частотная характеристика до 2 МГц и входное сопротивление 1000 Ом.

Здесь мы могли бы спросить, что мы получим, если вместо этого используем операционный усилитель в этой схеме. обычной однотранзисторной схемы. Есть несколько важных ответов. То во-первых, вход и выход связаны с землей. Поставить ноль вольт и вы получаете ноль вольт. Поставьте -400 милливольт, и вы получите +4 вольта. Помещать в 400 милливольт получается -4 вольта.Во-вторых, выходное сопротивление очень низкое. и усиление не изменится, если вы измените нагрузку на операционный усилитель, пока поскольку нагрузка мала по сравнению с выходным сопротивлением операционного усилителя. Наконец, коэффициент усиления ровно 10, с точностью можно подобрать резисторы входа и обратной связи, не зависит от изменения температуры и напряжения питания. Именно эта точность и простота управления, которая делает конфигурацию операционного усилителя намного лучше к более простой схеме.

Если выход подключен к входу «-», а вход напрямую управляет Вход «+», результаты повторителя напряжения с единичным усилением на рис. 5C. Эта конфигурация полезен для отслеживания прецизионных опорных напряжений или других источников напряжения, которые нельзя сильно нагружать. Схема превосходит обычный эмиттерный повторитель в том, что смещение составляет всего милливольт или около того, а не зависит от температуры Падение 0,6 вольта нормально встречается, а усиление действительно единичное и не зависимое на альфа используемого транзистора.

Делая коэффициент усиления операционного усилителя частотно-зависимым, различные конфигурации фильтров реализуются. Например, на рис. 5D показан полосовой заграждающий усилитель. Для очень низких и очень высокие частоты, последовательная цепь RLC в цепи обратной связи будет очень высокий импеданс и усиление будет -10000/1000 = -10. В резонансе ряд Импеданс RLC будет равен 100 Ом, а коэффициент усиления будет равен -100/1000 = -0,1. Прирост падает с коэффициентом 100:1 или 40 децибел на резонансной частоте.Выбор отношение LC будет определять полосу пропускания, а произведение LC будет определять резонансную частота.

Рис. 5. Схемы промышленных операционных усилителей. (A) Инверсия с коэффициентом усиления 100 усилитель звука. (B) Инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 10. (C) Усилитель Z с высоким входом и единичным усилением. (D) Заграждающий усилитель. (E) Полосовой усилитель. (F) Прецизионная рампа или линейная пилообразная форма генератор. (G) Детектор с малым смещением. (H) Логарифмический усилитель. (I) Напряжение компаратор.(J) Синусоидальный осциллятор.

Рис. 5E делает обратное, создавая пик отклика при резонансе в 100 раз выше чем отклик на очень высоких или очень низких частотах из-за очень высокого импеданса при резонансе параллельного LC-контура. Можно использовать более сложные структуры фильтров. чтобы получить любую разумную функцию фильтра или кривую отклика. Кривые выравнивания звука легко реализуются с использованием аналогичных методов.

Обращаясь к некоторым различным приложениям, Рис.SF показывает прецизионный генератор рампы. Работа основана на источнике тока, образованном опорным напряжением и сопротивлением 1000 Ом. резистор на входе. В любой схеме операционного усилителя ток, который возвращается к вход должен быть равен входному току, иначе вход “-” будет иметь напряжение на нем, которые сразу же усиливались бы, делая входной и обратные токи равный.

Постоянный ток на конденсатор линейно заряжает этот конденсатор, производя линейное изменение напряжения.Наклон рампы будет определяться током и емкость, а линейность будет определяться коэффициентом усиления ОУ. Легко достигается развертка с линейностью 0,1%. Выходная рампа сбрасывается на ноль переключателем и токоограничивающим резистором 10 Ом. Для синхронизации, S может быть заменен стробирующим транзистором. Отрицательный входной ток создает положительный скачок напряжения на выходе. Обратите внимание, что линейность и амплитуда развертки не зависят выходной нагрузки до тех пор, пока импеданс нагрузки выше, чем выходной импеданс операционного усилителя. Подобные рампы часто используются при генерации сигналов развертки ЭЛТ. аналого-цифровые преобразователи и аналогичные схемы.

Кремниевые диоды

обычно имеют смещение 0,6 В, что делает их непривлекательными для обнаружение очень низких уровней сигнала. Если диод включен в цепь обратной связи операционный усилитель, это смещение может быть уменьшено коэффициентом усиления схемы, позволяет обнаруживать низкоуровневые сигналы. Рис. 5G является типичным. Здесь усиление к отрицательному входу сигналов равно единице, а коэффициент усиления по положительным входным сигналам равен 100.Порог диода будет снижен до 0,6 вольт/100 = 6 милливольт.

Другая схема диодного операционного усилителя показана на рис. 5H. Здесь логарифмическое напряжение-ток отношение, присутствующее в диоде, приводит к уменьшению импеданса обратной связи с увеличением входные сигналы, уменьшая коэффициент усиления схемы по мере увеличения входного тока. Сеть результатом является выходное напряжение, пропорциональное логарифму входного, и схема представляет собой логарифмический усилитель. Эта конфигурация работает только при отрицательном входы и полезен при сжатии сигналов, измеряющих децибелы, и в электронных схемы умножения, в которых логарифмы двух входных сигналов складываются вместе выполнить умножение.

Операционный усилитель редко работает на полную мощность, но рис. 51 является одним из исключений. Здесь операционный усилитель служит компаратором напряжения. Если напряжение на входе «-» превышает входное напряжение «+», выход операционного усилителя будет колебаться так же отрицательно, как и источник питания. позволит, и наоборот. Разница всего в несколько милливольт между входами переместит выпуск от одного предела предложения к другому. Можно добавить отзыв увеличить скорость и произвести мгновенное действие.Один вход часто возвращается к ссылке напряжения, подавая сигнал тревоги или датчик предела.

Операционные усилители

также можно использовать в группах. Одним из примеров является синусоида с низким уровнем искажений. генератор на рис. 5J, в котором три операционных усилителя генерируют прецизионную синусоиду. Обе выдаются синусоидальные и косинусные выходы, отличающиеся по фазе на 90°. Внешняя амплитуда Схема стабилизации обязательна, но не показана. Выходная частота определяется исключительно номиналами резисторов и конденсаторов и их стабильностью.

Компьютерные схемы

Индустрия аналоговых компьютеров была родиной и когда-то единственным домом операционный усилитель. На самом деле название происходит от использования операционных усилителей для выполнения математические операции. Многие из этих схем представляют интерес для всей отрасли и использовать.

Пожалуй, самая простая схема операционного усилителя — это инвертор. Это операционный усилитель с идентичным резисторы входа и обратной связи Какой бы сигнал не подавался, появляется минус этого сигнала вывод, тем самым выполняя операцию смены знака.

Добавление

выполняется по схеме рис. 6А. Здесь токи с вводов E1, E2 и E3 суммируются и на выходе появляется минус их суммы. С отрицательный вход всегда очень близок к земле из-за обратной связи, нет взаимодействия среди трех источников резистор R регулируется для получения желаемых характеристик дрейфа.

Путем смещения номиналов резисторов базовая схема суммирования также может работать операции масштабирования и взвешивания.Например, резистор обратной связи на 30 000 Ом произвести выход, равный минус трехкратной сумме входов; меньший отзыв резистор будет иметь противоположный эффект. Заменив только один входной резистор без изменяя другой, один вход может иметь больший вес, чем другой. Таким образом, Подходящим выбором резисторов базовая схема суммирования может выполнять такие операции как E OUT = -0,5 (E1 + 3E2 + 0,6E3). Вычитание выполняется путем инвертирования одного входного сигнала и последующего добавления.

Две очень важные математические операции — интегрирование и дифференцирование. Интегрирование — это просто нахождение площади под кривой, а дифференцирование включает в себя нахождение наклона кривой в заданной точке. Интегральная схема операционного усилителя показана на рис. 6B, а схема дифференцирования показана на рис. 6C. Интегратор также служит фильтром нижних частот, а дифференциатор также служит фильтром верхних частот. фильтр, оба с наклоном 6 дБ/октаву.

Рис. 6. Схемы компьютерных операционных усилителей. (А) Дополнение. (Б) Интеграция. (С) Дифференциация. (D) Практический дифференциатор операционного усилителя.

Рис. 7. Операционные усилители в активном сетевом синтезе. (А) Одна из форм активного фильтра. (B) Сеть Twin-T идентична параллельной резонансной LC. цепь, кроме “Q”. (C) Схема для реализации «Q» 14 без использования катушки индуктивности.

Коэффициент усиления схемы дифференциатора неограниченно увеличивается с частотой, что очевидно, вызывает проблемы с высокочастотным шумом.Цепь не может быть использована как показано. На рис. 6D показана практическая форма дифференциатора, в котором ограничивающий усиление резистор и некоторая высокочастотная компенсация были добавлены, чтобы ограничить высокочастотный шума, но все же обеспечивают хорошее приближение к производной более низкой частоты входы.

Эти две схемы очень важны при решении сложных задач, особенно математика с дифференциальными уравнениями. Поскольку большинство законов физики, электроника, термодинамика, аэродинамика и химические реакции могут быть выражены в форме дифференциального уравнения использование операционных усилителей для решения уравнения может быть очень ценным и мощным инструментом анализа.

Активный синтез сети

Рис. 7. Операционные усилители в активном сетевом синтезе. (А) Одна форма активного фильтр. (B) Сеть с двумя Т-образными цепями идентична параллельной резонансной схеме LC, за исключением для «К». (C) Схема для реализации «Q» 14 без использования катушки индуктивности. Возможно новейшей областью, в которой операционные усилители начинают находить широкое применение, является в активном сетевом синтезе. В промышленности усиливается давление, направленное на минимизацию применение индукторов.Катушки индуктивности большие, тяжелые, дорогие и никогда не получаются без некоторое внешнее поле, значительное сопротивление и распределенная емкость. Худший из всего, никто еще не нашел никакого практического способа запихнуть их в интегральную схему упаковка. Если мы сможем найти какую-нибудь схему, которая подчиняется всем электрическим законам индуктивности без необходимости использования большой катушки проволоки и сердечника, мы выполнили нашу задачу. цель. Для этой цели широко используются операционные усилители.

Одна базовая схема показана на рис.7 A. Если две сети соединены вокруг ОУ, как показано, коэффициент усиления будет равен отношению импедансов передачи две сети. Поскольку мы используем трехконтактные сети, а операционный усилитель способный добавлять энергию в цепь, мы можем сделать много вещей с этой схемой что невозможно с двухвыводными пассивными резисторами и конденсаторами.

На рис. 7B показана интересная схема с тремя выводами, называемая двойной T-схемой. Он демонстрирует резонанс так же, как и обычный LC-контур.Она имеет одно ограничение – его максимальная “Q” всего 1/4. Если мы объединим операционный усилитель с параллельным Twin-T, мы можем умножить «Q» электронным способом до любого разумного уровня. Усиление 40 увеличило бы «добротность» до 10. Тогда у нас есть резонансная схема «RLC». с регулируемой центральной частотой и полосой пропускания без необходимости в больших, громоздких катушках индуктивности даже для низкочастотной работы.

Один пример показан на рис. 7C, где операционный усилитель используется для реализации резонансный эффект и добротность 14 на частоте 1400 Гц.Как искомое “Q” увеличивается, допуски на компоненты и усиление становятся все более и более жесткими. С практической точки зрения, значение «Q» больше 25 очень трудно определить. осознать в настоящее время. Обратите внимание, что вся показанная схема может быть помещена в пространство намного меньше, чем то, которое занимает один индуктор, который он заменяет.

 

 

Опубликовано 27 февраля 2019 г. (исходная версия 06.09.2011 г.)

%PDF-1.4 % 684 0 объект > эндообъект внешняя ссылка 684 82 0000000016 00000 н 0000002009 00000 н 0000002119 00000 н 0000002272 00000 н 0000002311 00000 н 0000002368 00000 н 0000002433 00000 н 0000002824 00000 н 0000003388 00000 н 0000003509 00000 н 0000003629 00000 н 0000003749 00000 н 0000003869 00000 н 0000003964 00000 н 0000004058 00000 н 0000004151 00000 н 0000004245 00000 н 0000004339 00000 н 0000004433 00000 н 0000004527 00000 н 0000004621 00000 н 0000015692 00000 н 0000015873 00000 н 0000039373 00000 н 0000039602 00000 н 0000039828 00000 н 0000040398 00000 н 0000040621 00000 н 0000040928 00000 н 0000059017 00000 н 0000059623 00000 н 0000085429 00000 н 0000085542 00000 н 0000085876 00000 н 0000086099 00000 н 0000086521 00000 н 0000086680 00000 н 0000086890 00000 н 0000086920 00000 н 0000087554 00000 н 0000089122 00000 н 0000089145 00000 н 0000090970 00000 н 0000090993 00000 н 0000092623 00000 н 0000092646 00000 н 0000094322 00000 н 0000094344 00000 н 0000095393 00000 н 0000095608 00000 н 0000104502 00000 н 0000104971 00000 н 0000105216 00000 н 0000129282 00000 н 0000129868 00000 н 0000129890 00000 н 0000130940 00000 н 0000130963 00000 н 0000132344 00000 н 0000132639 00000 н 0000136204 00000 н 0000136344 00000 н 0000136639 00000 н 0000136963 00000 н 0000137361 00000 н 0000137582 00000 н 0000156200 00000 н 0000156761 00000 н 0000156923 00000 н 0000157280 00000 н 0000157684 00000 н 0000157973 00000 н 0000159571 00000 н 0000159594 00000 н 0000160897 00000 н 0000160920 00000 н 0000162646 00000 н 0000162853 00000 н 0000163075 00000 н 0000163154 00000 н 0000002474 00000 н 0000002802 00000 н трейлер ] >> startxref 0 %%EOF 685 0 объект > эндообъект 686 0 объект a_

Словарь электронных и технических терминов.

Схема звукового резонансного эквалайзера

Определение инженерных фраз
“A” “Б”, “С”, “Д”, “Э”, “Ф”, “ГРАММ”, “ЧАС”, “Я”, “Дж”, “К”, “Л”, «М»,
«Н», “О”, “П”, “К”, “Р”, “С”, “Т”, “У”, “В”, “В”, “ИКС”, “Ю”, “З”

Резонансный эквалайзер

В этом разделе рассматривается резонансный эквалайзер, схема которого отличается от схемы обычного звукового эквалайзера, хотя оба они дают одинаковый результат. Разница здесь в том, что частотные характеристики высокочастотного и низкочастотного эквалайзера, описанные на предыдущей странице, перекрывают друг друга.

Обратите внимание, как в этой схеме используются расположение конденсаторов для эквалайзера верхних частот и расположение конденсаторов для эквалайзера нижних частот. Эту схему также иногда называют универсальным эквалайзером, потому что путем замены или добавления конденсаторов можно получить любую из трех характеристик эквалайзера. Хотя на этой схеме показан только один возможный пример, два других были показаны в предыдущем проекте.

Использование операционного усилителя

Конструкция схемы почти идентична схеме единичного усиления 741, использовавшейся ранее.Единственным отличием является добавление второго конденсатора на схему. Как и во всех этих схемах, LM741 общего назначения используется только для представления почти любого операционного усилителя. Также см. Производители операционных усилителей.

Эта схема в основном объединяет фильтры нижних и верхних частот, аналогичные схемам на странице Passive Tone Control или на странице Active Tone Control. Точки низких и высоких частот объединены и расположены симметрично выше и ниже центральной резонансной частоты.

Конструкция резонансного эквалайзера

Резонансный эквалайзер работает вокруг определенной центральной частоты, а затем добавляет усиление или ослабление выше или ниже этой частоты. Однако отклик влияет только на определенный диапазон выше или ниже центральной частоты, как показано на графике. Который выглядит точно так же, как полосовой фильтр, с дополнительной характеристикой управления как усилением, так и ослаблением.


Цепь резонансного эквалайзера
Расчет стоимости компонентов

Как показано на рисунке справа, усиление и срез симметричны.Точки высокой частоты [Fh] 3 дБ и точки низкой частоты [Fl] 3 дБ также симметричны относительно центральной частоты. Таким образом, первое вычисление, которое необходимо выполнить, — это определить количество октав, в которых работает эквалайзер:
F/Fh = Fl/F = n [количество октав].
F = 2n * Fh = Fl/2n
Значения конденсаторов выбираются следующим образом:
C1 = 1/(4 * n * 3,14 * R1 * F)
C2 = n/(3,14 * R2 * F)

Используя значения компонентов, показанные на схеме, и желаемую центральную частоту 1 кГц: [Общие значения конденсаторов]
C1 = 7940 пФ, что нормализовано до 8200 пФ.
C2 = 3180 пФ, что нормализовано до 3300 пФ.

Управление эквалайзером

Таким образом, приведенная выше схема эквалайзера регулирует частотную характеристику аудиосигнала немного выше или ниже определенной центральной частоты. Могут быть спроектированы дополнительные схемы, ориентированные на другие частоты, в результате чего будет несколько регуляторов частоты, каждый из которых будет работать в своей полосе частот. Каждый из различных выходов отдельных эквалайзеров можно было применить к аудиомикшеру, чтобы их комбинированный эффект можно было ощутить на одном аудиоканале.Используя выбор отношения [октава] в уравнении, каждый эквалайзер можно сделать широким или узким по желанию.

9.2: Генераторы на операционных усилителях — Engineering LibreTexts

9.2.1: Положительная обратная связь и критерий Баркгаузена

В предыдущей работе мы рассмотрели концепцию отрицательной обратной связи. Здесь часть выходного сигнала отправляется обратно на вход и суммируется в противофазе с входным сигналом. Разница между двумя сигналами и есть то, что усиливается. Результатом является стабильность отклика схемы, поскольку большой коэффициент усиления без обратной связи фактически заставляет разностный сигнал быть очень маленьким. Совсем другое происходит, если сигнал обратной связи суммируется по фазе с входным сигналом, как показано на рисунке \(\PageIndex{1}\). В этом случае объединенный сигнал выглядит точно так же, как выходной сигнал. Пока коэффициент усиления усилителя без обратной связи больше, чем коэффициент обратной связи, сигнал может постоянно восстанавливаться. Это означает, что источник сигнала может быть удален. По сути, выход схемы используется для создания собственного входа. Пока в цепи сохраняется питание, выходной сигнал будет продолжаться практически вечно.{\circ}\), где \(N = 0, 1, 2, 3\dots\)

Обратите внимание, что когда мы изучали линейные усилители, мы смотрели на это с противоположного конца. Обычно вы не хотите, чтобы усилители генерировали, и поэтому вы пытаетесь гарантировать, что критерий Баркгаузена никогда не будет выполнен, устанавливая соответствующие запасы по усилению и фазе.

Хорошим примером положительной обратной связи является «визг», иногда слышимый от неправильно настроенных систем громкой связи. По сути, микрофон постоянно улавливает окружающий шум комнаты, который затем усиливается и подается на громкоговорители.Если усиление усилителя достаточно велико или если акустические потери достаточно малы (т. е. громкоговоритель физически расположен близко к микрофону), сигнал, который микрофон улавливает от громкоговорителя, может быть сильнее окружающего шума. В результате сигнал постоянно растет в нужной фазе для поддержания колебаний. В результате получается знакомый визжащий звук. Для прекращения визга необходимо нарушить либо усиление, либо фазу. Перемещение микрофона может изменить относительную фазу, но обычно проще немного уменьшить громкость.Особенно интересно слушать систему, которая находится на грани колебаний. Либо усиление, либо фаза не совсем идеальны, и в результате получается довольно раздражающий звенящий звук, так как колебание затухает после каждого слова или фразы.

Есть несколько практических соображений, о которых следует помнить при разработке генераторов. Во-первых, нет необходимости предоставлять источник сигнала «запуск», как показано на рисунке \(\PageIndex{1}\). Обычно достаточно энергии либо уровня входного шума, либо, возможно, переходного процесса при включении, чтобы запустить генератор.И переходный процесс при включении, и шумовой сигнал являются сигналами широкого спектра, поэтому желаемая частота колебаний содержится в любом из них. Сигнал колебаний начнет увеличиваться с течением времени из-за того, что коэффициент усиления замкнутого контура больше единицы. В конце концов, сигнал достигнет точки, в которой дальнейшее повышение уровня невозможно из-за клиппинга усилителя. Для более управляемого генератора с малыми искажениями желательно, чтобы коэффициент усиления начал снижаться до того, как произойдет отсечение.Другими словами, коэффициент усиления с обратной связью должен вернуться ровно к единице. Наконец, чтобы свести к минимуму дрейф частоты во времени, сеть обратной связи должна быть селективной. Частоты выше или ниже целевой частоты должны испытывать большее затухание, чем целевая частота. {\circ}\).{\circ}\). Произведение выигрышей должно быть больше, чем потери, создаваемые сетью выбора частоты. Эта сеть состоит из \(R_3\), \(L\) и \(C\). Поскольку комбинация \(LC\) создает пик импеданса на резонансной частоте \(f_o\), здесь будут минимальные потери. Кроме того, при резонансе схема в основном резистивная, поэтому фазового перехода не происходит. Следовательно, эта схема должна колебаться при частоте, заданной \(L\) и \(C\). Эту схему можно легко проверить в лаборатории. Например, если вы уменьшите коэффициент усиления одного из каскадов операционного усилителя, системного усиления не хватит, чтобы компенсировать потери в колебательном контуре, и, таким образом, генерация прекратится.{\circ}\) остановит колебание. Эта схема не включает в себя какую-либо форму автоматической регулировки усиления, поэтому выходной сигнал может быть обрезан. При правильном выборе скорость нарастания операционного усилителя может использоваться в качестве ограничивающего фактора. (741 будет приемлемо работать для \(f_o\) в диапазоне низких кГц). Хотя эта схема действительно работает и указывает на ее особенности, она, безусловно, не лучший выбор для конструкции генератора на основе операционных усилителей.

9.2.3: Генератор моста Вина

Относительно простой конструкцией, полезной для работы общего назначения, является осциллятор моста Вина.Этот осциллятор намного проще, чем обобщенная конструкция, показанная на рисунке \(\PageIndex{3}\), и предлагает очень хорошие характеристики. Сеть выбора частоты представляет собой простую схему опережения/отставания, как показано на рисунке \(\PageIndex{4}\). Эта схема представляет собой частотно-чувствительный делитель напряжения. Он сочетает в себе реакцию как простых опережающих, так и отстающих сетей. Обычно оба резистора имеют одинаковое значение. То же самое можно сказать и о двух конденсаторах. На очень низких частотах емкостное сопротивление практически бесконечно, и, таким образом, верхний последовательный конденсатор выглядит как разомкнутый.Из-за этого выходное напряжение равно нулю. Точно так же на очень высоких частотах емкостное сопротивление приближается к нулю, и нижний шунтирующий конденсатор эффективно закорачивает выход на землю. Опять же, выходное напряжение равно нулю. На некоторой средней частоте выходное напряжение будет максимальным. Это будет предпочтительная или выбранная частота, и она станет частотой колебаний до тех пор, пока сохраняется правильное соотношение фаз. Нам нужно определить изменение фазы в этой точке, а также коэффициент делителя напряжения.Эти элементы необходимы для того, чтобы гарантировать выполнение условий Баркгаузена.

Рисунок \(\PageIndex{4}\): Сеть опережения/отставания.

Во-первых, обратите внимание, что

\[ \beta = \frac{Z_2}{Z_1+Z_2} \notag \]

, где \(Z_1 = R_1 – jX_{C_1}\) и \(Z_2 = R_2 || -jX_{C_2}\).

\[ Z_2 = \frac{−j X_{C_2} R_2}{− j X_{C_2} + R_2} \notag \]

\[ Z_2 = \frac{− j X_{C_2} R_2}{− j X_{C_2} ( 1+ \frac{R_2}{− j X_{C_2}} )} \notag \]

\[ Z_2 = \frac{R_2}{1+ \frac{R_2}{− j X_{C_2}}} \notag \]

Вспоминая, что \(X_C = 1/\omega C\), находим

\[ Z_1 = R_1− \frac{j}{\omega C_1} \notag \]

\[ Z_2 = \frac{R_2}{1+ j\omega R_2C_2} \notag \]

Итак,

\[ \ beta = \ frac {\ frac {R_2} {1+ j \ omega R_2 C_2}} {\ frac {R_2} {1+ j \ omega R_2 C_2} + R_1 – \ frac {j} {\ omega C_1}} \notag \]

\[ \beta = \frac{R_2}{R_2 + R_1 − \frac{j}{\omega C_1} + j \omega R_1 R_2 C_2 + \frac{R_2 C_2}{C_1}} \notag \]

\[ \beta = \frac{R_2}{R_2 \left(1+ \frac{C_2}{C_1}\right) + R_1+ j\left( \omega R_1 R_2 C_2− \frac{1}{\omega C_1 } \right)} \label{9. {\circ}\), чтобы поддерживать колебания.Это также означает, что частоту колебаний довольно легко установить и даже можно отрегулировать, если вместо двух резисторов использовать потенциометры. Окончательная схема показана на рисунке \(\PageIndex{5}\).

Рисунок \(\PageIndex{5}\): Мостовой осциллятор Вина.

Эта схема использует комбинацию отрицательной и положительной обратной связи для получения колебаний. Цикл положительной обратной связи использует \(R_t\) и \(C\). Цикл отрицательной обратной связи использует \(R_a\) и \(R_b\).\(R_b\) должен быть примерно в два раза больше \(R_a\). Если оно меньше, произведение \(A\beta\) будет меньше единицы, и колебание не может поддерживаться. Если усиление значительно больше, могут возникнуть чрезмерные искажения. Действительно, для этой схемы желательна некоторая форма снижения усиления при более высоких выходных напряжениях. Одна из возможностей – заменить \(R_a\) лампой. По мере увеличения амплитуды сигнала на лампе ее сопротивление увеличивается, что снижает коэффициент усиления. В определенный момент сопротивления лампы будет достаточно, чтобы произведение \(А\бета\) было ровно 1.Другой метод показан на рисунке \(\PageIndex{6}\). Здесь применяется противоположный подход. Резистор \(R_b\) сначала разбивается на две части, меньшая часть, \(R_{b2}\), шунтируется парой сигнальных диодов. При меньших амплитудах диоды выключены и не влияют на работу схемы. При более высоких амплитудах диоды начинают включаться и, таким образом, начинают замыкать \(R_{b2}\). При правильном выполнении это действие не является мгновенным и не приводит к отсечению. Он просто служит для уменьшения усиления на более высоких амплитудах.

Рисунок \(\PageIndex{6}\): Мостовой генератор Вина с регулировкой усиления.

Другой способ рисования генератора моста Вина показан на рисунке \(\PageIndex{7}\). Эта форма ясно показывает конфигурацию моста Вина. Обратите внимание, что выходом моста является дифференциальное входное напряжение (т. е. напряжение ошибки). В рабочем режиме мост уравновешен, поэтому напряжение ошибки равно нулю.

Рисунок \(\PageIndex{7}\): перерисован осциллятор моста Вина.

Пример \(\PageIndex{1}\)

Определите частоту колебаний схемы на рисунке \(\PageIndex{8}\).

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi RC} \notag \]

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi \times 50 k\times .01 \mu F} \notag \]

\[f_o=318Гц\notag\]

Рисунок \(\PageIndex{8}\): Осциллятор для примера \(\PageIndex{1}\).

Для других частот \(R\) или \(C\) могут быть изменены по мере необходимости. Также обратите внимание, что прямое усиление равно трем, что полностью компенсирует коэффициент положительной обратной связи, равный 1/3.В действительности, допуски компонентов делают эту схему непрактичной. Чтобы преодолеть эту трудность, небольшая комбинация резистор/диод может быть включена последовательно с 20 кОм\(\Омега\), как показано на рисунке \(\PageIndex{6}\). Типичное значение резистора будет составлять от одной четверти до половины значения \(R_f\), или от 5 кОм\(\Омега\) до 10 кОм\(\Омега\) в этом примере. \(R_f\) также будет немного уменьшен (или \(R_i\) может быть увеличен).

Предельная точность \(f_o\) зависит от допусков \(R\) и \(C\).Если в производстве используется 10% деталей, возможно отклонение около 20%. Кроме того, на более высоких частотах схема операционного усилителя будет производить собственный умеренный фазовый сдвиг. Таким образом, предположение об идеальном неинвертирующем усилителе становится неверным, и это приведет к некоторой ошибке в выходной частоте. При экстремальных значениях в цепи положительной обратной связи также возможно некоторое смещение выходной частоты из-за эффектов емкостной и резистивной нагрузки операционного усилителя. Обычно этот тип нагрузки не представляет проблемы, так как входное сопротивление операционного усилителя очень велико, а его входная емкость довольно мала.

Пример \(\PageIndex{2}\)

На рисунке \(\PageIndex{9}\) показан регулируемый осциллятор. Три набора конденсаторов используются для изменения диапазона частот, тогда как двухклавишный потенциометр используется для регулировки частоты в заданном диапазоне. Определить максимальную и минимальную частоту колебаний в каждом диапазоне.

Рисунок \(\PageIndex{9}\): Регулируемый осциллятор.

Во-первых, обратите внимание, что конденсаторы разнесены по декадам. Это означает, что результирующие частотные диапазоны также изменятся в 10 раз.Конденсатор емкостью 0,1 мкФ обеспечивает наименьший диапазон, конденсатор емкостью 10 нФ обеспечивает диапазон в 10 раз выше, а диапазон 1 нФ будет еще в 10 раз выше. Таким образом, нам нужно только рассчитать диапазон, создаваемый 0,1 \(\mu\)F.

Максимальная частота колебаний в заданном диапазоне будет иметь место при наименьшем возможном сопротивлении. Минимальное сопротивление наблюдается при полном замыкании потенциометра на 10 кОм (\Омега\), в результате получается 1,1 кОм (\Омега\). И наоборот, минимальная частота будет иметь место с наибольшим сопротивлением.Когда горшок полностью находится в цепи, результирующая сумма составляет 11,1 k\(\Omega\). Обратите внимание, что двойной потенциометр означает, что оба устройства подключены к общему валу; таким образом, оба горшка отслеживаются в тандеме.

Для \(f_{минимум}\) с 0,1\(\mu\)F:

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi RC} \notag \]

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi \times 11,1 k\times 0,1 \mu F} \notag \]

\[f_o = 143,4 Гц \notag\]

Для \(f_{максимум}\) с 0,1 \(\mu\)F:

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi RC} \notag \]

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi \times 1.1 к\раз 0,1 \мкФ} \нотаг\]

\[ f_o = 1,447 кГц \notag\]

Для 0,01 \(\mu\)F диапазоны будут от 1,434 кГц до 14,47 кГц, а для 0,001 \(\mu\)F диапазоны будут от 14,34 кГц до 144,7 кГц. Обратите внимание, что каждый диапазон начинается с того места, где остановился предыдущий. Таким образом, нет «пробелов» или недостижимых частот. Для стабильной генерации эта схема должна иметь коэффициент усиления 3. Для низкоуровневых выходов диоды не будут активны, а прямой коэффициент усиления составит

.

\[ A_v = 1+ \frac{R_f}{R_i} \notag \]

\[ A_v = 1+ \frac{10 k+2.{\circ}\) находим

\[ \tan 60 = \frac{X_C}{R} \notag \]

\[ 1,732 = \frac{X_C}{R} \notag \]

\[ X_C = 1,732 R \нотаг\]

Рисунок \(\PageIndex{11}\): Сеть фазового сдвига

Использование этого в общей формуле реактивного сопротивления дает

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi 1. 2 +(1.{2}}} \notag \]

\[ \бета = .5 \нотаг \]

Поскольку есть три этапа, общие потери для сети обратной связи будут 0,125. Следовательно, инвертирующему усилителю требуется коэффициент усиления 8, чтобы установить произведение \(A\beta\) равным единице. Помните, что эти результаты приблизительны и зависят от минимальной межкаскадной нагрузки. Вскоре последует более точный анализ.

Пример \(\PageIndex{3}\)

Определите частоту колебаний на рисунке \(\PageIndex{12}\).{\circ}\) за этап». Для предотвращения нагрузки оконечные резисторы должны быть очень высокими. В этом случае требуется резистор обратной связи 8 МОм\(\Омега\). Можно несколько упростить схему, исключив 1 М\(\Омега\) и подключив 100 кОм\(\Омега\) напрямую к операционному усилителю, как показано на рисунке \(\PageIndex{13}\). Это экономит одну часть и позволяет уменьшить сопротивление резистора обратной связи, но результирующий разброс компонентов все еще не идеален.

Рисунок \(\PageIndex{13}\): Улучшенный осциллятор фазового сдвига. {\circ} \).Один метод включает использование одновременных петлевых уравнений. Поскольку в этом варианте все резисторы и конденсаторы равны, мы легко сможем упростить наши уравнения. При осмотре три уравнения контура (слева направо):

\[ V_0 = (R+ X_C) I_1 − R I_2 \label{9.5} \]

\[ 0 = −R I_1 + (2 R + X_C) I_2 − R I_3 \label{9.6} \]

\[ 0 = −R I_2 + (2 R + X_C) I_3 \label{9.7}\]

Также обратите внимание, что

\[ V_3 = I_3 R \label{9.8}\]

Теперь у нас есть выражения для \(V_0\) и \(V_3\), однако \(V_0\) выражено через \(I_1\) и \(I_2\), а \(V_3\) выражено через из \(I_3\). Запишите \(I_1\) и \(I_2\) через \(I_3\), чтобы мы могли подставить их обратно в уравнение \ref{9.5}. Переписав уравнение \ref{9.7}, мы получим выражение для \(I_2\)

.

\[ I_2 = I_3 \left(2+ \frac{X_C}{R}\right) \label{9.9}\]

Для \(I_1\) переписать уравнение \ref{9.6}

\[ I_1 = \left( 2+ \frac{X_C}{R} \right) I_2 − I_3 \label{9. 2} \метка{9.21} \]

\[ \frac{V_0}{V_3} =1 −5\times 6 \notag \]

\[ \frac{V_0}{V_3} =−29 \label{9.22} \]

Коэффициент усиления лестничной сети равен \(V_3 /V_0\), или обратному уравнению \ref{9.22}, или

\[ \beta = \frac{1}{−29} \label{9.23} \]

Произведенный урон составит 1/29. Недостаток этого заключается в том, что требуется усиление вперед 29 вместо 8 (как в предыдущей форме). Этот недостаток незначителен по сравнению с преимуществом разумной стоимости компонентов.

Пример \(\PageIndex{4}\)

Определите значение для \(R_f\) на рисунке \(\PageIndex{15}\), чтобы поддерживать колебания. Также определите частоту колебаний.

Рисунок \(\PageIndex{15}\): Равнокомпонентный генератор фазового сдвига.

Уравнение \ref{9.23} показывает, что инвертирующий усилитель должен иметь коэффициент усиления 29.

\[ A_v = – \frac{R_f}{R_i} \notag \]

\[ R_f = – \frac{R_i}{A_v} \notag \]

\[ R_f = −1 k \times −29 \notag \]

\[ R_f = 29 к\нотаг\]

Конечно, будет использоваться более высокое стандартное значение. Кроме того, чтобы управлять усилением на более высоких уровнях, комбинация диод/резистор (используемая в схемах моста Вина) должна быть включена последовательно с \(R_f\). Без схемы ограничения усиления могут возникнуть чрезмерные искажения.

\[ f_o = \frac{1}{2\pi \sqrt{6} RC} \notag \]

\[ f_o = \frac{1}{2 \pi \sqrt{6}\times 1k\times 0.1\mu F} \notag \]

\[ f_o = 650 Гц \notag\]

Компьютерное моделирование

Для проверки уравнений \ref{9.3} и \ref{9.{\circ}\), поэтому эту частоту очень легко увидеть. Точно так же характеристика усиления согласуется с выводами для затухания на частоте колебаний. Может быть очень поучительно проанализировать эти схемы на предмет коэффициента усиления и фазовой характеристики на каждом каскаде.

Рисунок \(\PageIndex{16a}\): Равноценная сеть в Multisim.

Рисунок \(\PageIndex{16b}\): Ответ равноценной сети.

Рисунок \(\PageIndex{16c}\): Сеть с поэтапной стоимостью в Multisim.

Рисунок \(\PageIndex{16d}\): Ответ сети с поэтапным значением.

9.2.5: Генератор функций квадрата/треугольника

Помимо генерации синусоидальных волн схемы на операционных усилителях могут использоваться для генерации волн других форм, таких как пилообразные, треугольные волны или импульсы. Вообще говоря, прямоугольные и импульсные сигналы могут быть получены из других источников с помощью компаратора. Например, прямоугольную волну можно получить из синусоиды, пропустив ее через компаратор, подобный тому, что мы видели в седьмой главе.Линейные формы сигналов, такие как треугольники и пилы, могут быть получены в результате действия заряда/разряда конденсатора. Как вы помните из базовой теории цепей, напряжение на конденсаторе будет расти линейно, если он питается от источника постоянного тока. Один из способов добиться этого линейного подъема — использовать схему на рисунке \(\PageIndex{17}\).

Рисунок \(\PageIndex{17}\): Генератор рампы.

По сути, эта схема представляет собой инвертирующий усилитель с конденсатором вместо \(R_f\).Входной резистор \(R\) превращает приложенное входное напряжение в ток. Поскольку ток в самом операционном усилителе незначителен, этот ток течет непосредственно в конденсатор \(C\). Как и в обычном инвертирующем усилителе, выходное напряжение равно напряжению на элементе обратной связи, хотя и инвертировано. Отношение между током конденсатора и напряжением составляет

.

\[ \frac{d_v}{d_t} = \frac{i}{C} \label{9.24}\]

\[ V(t) = \frac{1}{C} \int i dt \notag \]

\[ V_{out} = − \frac{1}{C} \int i dt \label{9.25}\]

Как и ожидалось, быстрый рост может быть вызван либо небольшим конденсатором, либо большим током. (Кстати, эта схема называется интегратором и будет подробно рассмотрена в следующей главе.)

Путем выбора соответствующих значений для \(R\) и \(C\) линейное изменение \(V_{out}\) может быть установлено с желаемой скоростью. Полярность наклона рампы определяется направлением входного тока; положительный источник будет производить отрицательный наклон и наоборот. Если полярность входа меняется с определенной скоростью, линейное изменение выхода будет изменять направление в тандеме.Чистый эффект представляет собой треугольную волну. Простой способ генерировать переменную входную полярность состоит в том, чтобы управлять \(R\) прямоугольной волной. Когда прямоугольная волна меняется с плюса на минус, рампа меняет направление. Это показано на рисунке \(\PageIndex{18}\).

Рисунок \(\PageIndex{18}\): Осциллограммы генератора линейных изменений.

Итак, теперь мы можем создать треугольную волну. Единственная проблема заключается в том, что необходим прямоугольный источник. Как мы производим квадратный источник? Как упоминалось ранее, прямоугольную волну можно получить, пропустив сигнал переменного тока через компаратор.По логике, мы должны иметь возможность передать выходной треугольный сигнал в компаратор, чтобы создать необходимый прямоугольный сигнал. Получившаяся схема показана на рисунке \(\PageIndex{19}\). Компаратор с гистерезисом используется для преобразования треугольника в прямоугольную волну. Затем квадрат управляет цепью рампы. Схема производит два одновременных выходных сигнала: прямоугольную волну, которая колеблется до \(\pm\) насыщения, и треугольную волну, которая колеблется до верхнего и нижнего порогов компаратора. Это показано на рисунке \(\PageIndex{20}\).Пороги могут быть определены из уравнений, представленных в седьмой главе. Чтобы определить выходную частоту, скорость линейного изменения В/с определяется из уравнения \ref{9.24}. Зная, что размах треугольника равен \(V_{\text{верхние пороги}} – V_{\text{нижние пороги}}\), можно найти период волны. Выходная частота является обратной величиной периода.

Рисунок \(\PageIndex{19}\): Генератор треугольников/квадратов.

Рисунок \(\PageIndex{20}\): Выходные сигналы генератора треугольников/квадратов.

Пример \(\PageIndex{5}\)

Определите выходную частоту и амплитуду для схемы на рисунке \(\PageIndex{21}\). Используйте \(V_{sat} = \pm 13 V\).

Рисунок \(\PageIndex{21}\): Генератор сигналов для примера \(\PageIndex{5}\).

Во-первых, обратите внимание, что компаратор всегда колеблется между \(+V_{sat}\) и \(-V_{sat}\). Теперь определите верхний и нижний пороги для компаратора.

\[ V_{\text{верхние пороги}} = V_{sat} \frac{R_2}{R_3} \notag\]

\[ V_{\text{верхние пороги}} = 13 В \frac{10 k}{20 k} \notag \]

\[ V_{\text{верхние пороги}} = 6.5 В \нетаг\]

Нижний порог будет равен -6,5 В. Теперь мы знаем, что выходное напряжение треугольной волны будет равно 13 В от пика к пику. Исходя из этого, мы можем определить период выхода.

Поскольку генератор рампы приводится в действие прямоугольным сигналом с амплитудой \(V_{sat}\), уравнение \ref{9.24} можно переписать как

\[ \frac{d_v}{d_t} = \frac{V_{sat}}{RC} \notag \]

\[ \frac{d_v}{d_t} = \frac{13V}{33 k\times 0.01 \mu F} \notag \]

\[ \frac{d_v}{d_t} = 39,394 В/с \notag \]

Время, необходимое для получения размаха напряжения 13 В, равно

.

\[ T = \frac{13 В}{39 394 В/с} \notag \]

\[ T = 330 \мкс\нотаг\]

Представляет один полупериод выходной волны. Для перехода от +6,5 В к -6,5 В и обратно потребуется 660 мксек. Следовательно, выходная частота равна

.

\[ f = \frac{1}{T} \notag \]

\[ f = \frac{1}{660 \mu s} \notag \]

\[ f = 1,52 кГц \notag\]

Результирующая частота Примера \(\PageIndex{5}\) может быть скорректирована путем замены либо резистора 33 кОм\(\Omega\), либо конденсатора 10 нФ. Изменение резисторов компаратора может изменить пороги и, следовательно, изменить частоту, но обычно это не рекомендуется, так как также произойдет изменение выходной амплитуды.Комбинируя шаги, описанный выше процесс можно свести к одному уравнению:

\[ f = \frac{1}{\frac{2V_{pp}}{V_{sat}} RC} \label{9.26} \]

, где \(V_{pp}\) — разница между \(V_{верхние пороги}\) и \(V_{нижние пороги}\). Обратите внимание, что если \(R_3\) в 4 раза больше, чем \(R_2\) в компараторе, уравнение \ref{9.26} сокращается до

\[ f = \frac{1}{RC} \notag \]

, а пиковая амплитуда треугольной волны составляет одну четвертую от \(V_{sat}\).

Как правило, схемы, подобные этой, используются для работы на более низких частотах.Для чистых прямоугольных сигналов требуются очень быстрые операционные усилители. Наконец, для нагрузок с более низким импедансом выходы должны быть буферизованы повторителями напряжения.

Компьютерное моделирование

Моделирование Multisim для генератора сигналов примера \(\PageIndex{5}\) показано на рисунке \(\PageIndex{22}\). Квадратные и треугольные выходы отображаются вместе, чтобы можно было увидеть действие переключения. Обратите внимание, как каждая волна получается из другой. Выходной график задерживается на 5 миллисекунд, чтобы гарантировать выходной график установившегося состояния.Отсутствие задержки времени построения приведет к построению графика начальных переходных процессов при включении. Может пройти много миллисекунд, прежде чем сигналы окончательно стабилизируются, в зависимости от желаемой частоты колебаний и начальных условий схемы. Наконец, обратите внимание на резкие нарастающие и спадающие фронты прямоугольной волны. Это связано с умеренно высокой скоростью нарастания выбранного операционного усилителя LF411. Если бы использовалось более медленное устройство, такое как 741, качество выходных сигналов пострадало бы.

Рисунок \(\PageIndex{22a}\): Генератор треугольников/квадратов в Multisim.

Рисунок \(\PageIndex{22b}\): Выходные сигналы из симулятора.

Если точная треугольная волна не требуется, а требуется только прямоугольная волна, схема на рисунке \(\PageIndex{19}\) может быть уменьшена до одного каскада операционного усилителя. Это показано на рисунке \(\PageIndex{23}\). Эта схема, по сути, является компаратором. Резисторы \(R_1\) и \(R_2\) образуют часть положительной обратной связи и устанавливают эффективную точку срабатывания компаратора или порог. Сигналом измерения является напряжение на конденсаторе.Интересующие потенциалы показаны на рисунке \(\PageIndex{24}\). Если выход имеет положительное насыщение, неинвертирующий вход увидит процент от этого, в зависимости от делителя напряжения, создаваемого \(R_1\) и \(R_2\). Этот потенциал равен \(V_{верхний порог}\). Поскольку выход имеет положительное насыщение, конденсатор \(C\) будет заряжаться по направлению к нему. Поскольку он заряжается через резистор \(R\), форма сигнала имеет экспоненциальный тип. Как только напряжение на конденсаторе достигнет \(V_{upper thres}\), неинвертирующий вход больше не будет больше, чем инвертирующий вход, и устройство перейдет в отрицательное состояние.В этот момент \(C\) изменит свой курс и переместится в сторону отрицательного насыщения. При нижнем пороге ОУ снова изменит состояние, и процесс повторится. Чтобы определить частоту колебаний, нам нужно найти, сколько времени требуется конденсатору для зарядки между двумя пороговыми точками. Обычно схема питается от источников одинаковой величины, и, следовательно, \(+V_{sat} = -V_{sat}\) и \(V_{верхние пороги} = V_{нижние пороги}\). По осмотру,

\[ V_{thres} = V_{sat} \frac{R_1}{R_1+R_2} \label{9.{\ frac {−t} {RC}} = \ frac {R_2} {2 R_1 + R_2} \\ \ frac {−t} {RC} = \ ln \left ( \ frac {R_2} {2 R_1 + R_2} } \right) \\ t = RC \ln \left( \frac{2 R_1+ R_2}{R_2} \right) \notag \]

Это время зарядки конденсатора. Для одного периода требуется два таких хода, поэтому можно сказать, что

\[ T = 2 RC \ \ln \left( \frac{2 R_1+R_2}{R_2} \right) \ or, \notag \]

\[ f_o = \frac{1}{2 RC \\ln \left( \frac{2 R_1+ R_2}{R_2} \right)} \label{9.32} \]

Мы можем преобразовать уравнение \ref{9.32} в «более приятные» формы, выбрав значения для \(R_1\) и \(R_2\) так, чтобы логарифмический член превратился в удобное число, например 1 или 0,5. Например, если мы установим \(R_1 = 0,859 R_2\), логарифмический член равен единице, и, следовательно, уравнение \ref{9.32} становится \(f_o = 1/2RC\)

Пример \(\PageIndex{6}\)

Спроектируйте генератор прямоугольных сигналов частотой 2 кГц, используя схему, показанную на рисунке \(\PageIndex{23}\). Для удобства установите \(R_1 = 0,859 R_2\). Если \(R_1\) произвольно установить на 10 k\(\Omega\), то

\[ R_1 = 0.859 R_2 \notag\]

\[ R_2 = \frac{R_1}{0,859} \notag \]

\[ R_2 = \frac{10k}{0,859} \notag \]

\[ R_2 = 11,64 к\нотаг\]

Для установки частоты колебаний \(R\) произвольно устанавливается равным 10 k\(\Omega\), а затем определяется \(C\).

\[ f_o = \frac{1}{2 RC} \notag \]

\[ C = \frac{1}{2 R f_o} \notag \]

\[ C = \frac{1}{2\times 10 k\times 2 kHz} \notag \]

\[ C = 25 нФ \notag\]

Компьютерное моделирование

Моделирование генератора прямоугольных импульсов из примера \(\PageIndex{6}\) показано на рисунке \(\PageIndex{25}\).Чтобы графически проиллюстрировать важность того, чтобы операционный усилитель имел достаточную полосу пропускания и скорость нарастания, моделирование выполняется дважды: один раз с использованием умеренно быстрого LF411 и второй раз с использованием гораздо более медленного 741.

Рисунок \(\PageIndex{25a}\): Генератор прямоугольных импульсов в Multisim.

Выходное напряжение и напряжение конденсатора построены на основе анализа переходных процессов. При использовании LF411 форма выходного сигнала очень четкая с резкими фронтами нарастания и спада. Напряжение конденсатора отображается точно так, как должно. Результирующая частота лишь немного ниже цели 2 кГц. Напротив, графики 741 показывают некоторые проблемы. Во-первых, прямоугольная волна имеет заметное ограничение скорости нарастания на переходах. Во-вторых, из-за проблем с поворотом форма волны напряжения на конденсаторе кажется искаженной (обратите внимание на чрезмерное округление пиков). Сочетание этих эффектов приводит к частоте примерно на 15 процентов ниже целевой, или примерно на 1,7 кГц. Конечным результатом является тусклая форма выходного сигнала.

Рисунок \(\PageIndex{25b}\): Осциллограммы с использованием LF411.

Рисунок \(\PageIndex{25c}\): осциллограммы с использованием 741.

.

Оставить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.