Транзистор vt1: Справочник “Цифровые Интегральные Микросхемы”

Содержание

Справочник “Цифровые Интегральные Микросхемы”

Справочник “Цифровые Интегральные Микросхемы” [ Содержание ]

2.1. Основы схемотехники элементов ТТЛ

Основную логическую операцию в элементе ТТЛ выполняет многоэмиттерный транзистор (рис. 2.1). Для удобства рассмотрения переключения логического элемента ко входу подключим управляющий переключатель S1, движок которого может занимать два положения – В и Н, а к выходу подключим резистор . В положении В на вход поступит напряжение высокого уровня, т. е. питающее напряжение Uи.п., а в положении Н – напряжение низкого уровня, соответствующее нулю (вход заземляем). Если на вход (рис. 2.1,0) подано низкое напряжение (переключатель S1 поставлен в положение Н), то появится входной ток низкого уровня , который будет протекать от источника питания Uип = 5 В через резистор , переход база-эмиттер многоэмиттерного транзистора VT1, контакт Н переключателя S1 на корпус.

Величина этого тока определяется сопротивлением резистора :

= Iб = (Uи.п. – Uбэ)/RБ.

В быстродействующих и экономичных ИС ТТЛ сопротивления резисторов отличаются примерно на порядок. Переход база – коллектор транзистора VT1 открыться не может, так как на нем нет избыточного напряжения более чем 0,7 В = UБЭ. Напряжение на выходе близко к нулю Uвых=О. Таким образом, переход база – эмиттер транзистора VT1 открыт, а переход база – коллектор VT1 закрыт, т. е. многоэмиттерный транзистор VT1 находится в активном режиме, напряжение на выходе равно нулю Uвых=О. Если число входов транзистора VT1 более одного (рис. 2,1,б (два из них не присоединены), то величина тока не изменится. Если все три эмиттера

VT1 соединить вместе, ток практически не изменится. Следовательно, неиспользуемые входы можно оставлять разомкнутыми. Если заземлен хотя бы один из входов транзистора VT1 (рис. 2.1,б), смена логических уровней на остальных входах не влияет на выходное напряжение Uвых.

Переведем движок переключателя S1 в положение В (рис. 2.1,в) (подано на вход напряжение высокого уровня), тогда переход база – эмиттер транзистора VT1 будет закрыт, так как напряжение между базой и эмиттером меньше или равно нулю UБЭ=<0

. Оба электрода (база и эмиттер) подключены к источнику питания Uи.п=5 В. Большой ток базы течет от источника питания Uи.п. через резистор , открытый переход база – коллектор, а затем через резистор нагрузки к нулевому потенциалу (рис. 2.1,в). На коллекторе VT1 появляется напряжение высокого уровня:

~=Uи.п.·[Rн/(Rн+RБ)].

На вход 1 поступает лишь входной ток утечки высокого уровня , не превышающий при нормальной температуре нескольких наноампер (направление тока показано на рис. 2.1,в)


Рис. 2.1. Простейшие логические элементы ТТЛ:
а – путь входного тока Iвх0; б – токи в танзисторе VT1 при низком входном уровне;
в – токи в транзисторе VT1 при высоком входном уровне;
г – токи в простейшем инверторе при высоком входном уровне

Таким образом, переход база – эмиттер транзистора VT1 закрыт, а переход база – коллектор VT1 открыт, т. е. многоэмиттерный транзистор VT1 находится в инверсном активном режиме, напряжение на выходе больше нуля: Uвых>0 (имеет высокий уровень).

Следовательно, на рис. 2.1,в приведен одновходовый элемент ТТЛ, реализующий логическую операцию

И и не изменяющий фазу входного сигнала. Такой элемент назовем неинвертирующнм. В такой схеме активным включающим является напряжение низкого уровня и через переключатель S1 на корпус стекает большой входной ток (для стандартных элементов ТТЛ, серия К155, ток одного входа ~=1,6 мА) [1. 4].

Для получения инвертирующего логического элемента, реализующего логическую операцию И-НЕ, необходимо к многоэмиттерному транзистору VT1 добавить инвертор, выполненный на транзисторе VT2 (рис. 2.1.г).

Если на вход 1 логического элемента поступает напряжение высокого уровня (переключатель S1

в положении В), то многоэмиттсрный транзистор VT1 находится в инверсном активном режиме, а транзистор VT2 насыщается базовым током IБ и выходное напряжение, снимаемое с коллектора VТ2, будет иметь низкий уровень, что соответствует логическому нулю (не превышает 0,3 В). Это напряжение является напряжением насыщения коллектор – эмиттер Uкэ.нас для кремниевого транзистора VT2.

Если на вход 1 логического элемента подать напряжение низкого уровня (переключатель

S1 в положении Н), то транзистор VT2 практически закрыт, а во входной цепи течет большой ток . Выходное напряжение, снимаемое с коллектора VT2, близко к напряжению источника питания Uи.п., т. е. имеет высокий уровень, что соответствует логической единице .

Рассмотренный инвертор, выполненный на транзисторе VT2, является простым инвертором. Он используется лишь в микросхемах, выходы у которых имеют открытые коллекторы. Недостатком простого инвертора является низкая нагрузочная способность в закрытом состоянии (выходное сопротивление определяется сопротивлением резистора, стоящего в коллекторной цепи транзистора

VT2).

Для повышения нагрузочной способности логического элемента вместо простого инвертора большинство элементов ТТЛ имеют сложный инвертор (рис. 2.2,а). Он состоит из фазоразделительного каскада, выполненного на транзисторе VT2, и двухтактного выходного каскада, состоящего из выходных транзисторов: насыщаемого VT5 и составного эмиттерного повторителя VT3 и VT4.


Рис. 2.2.а. схема элемента со сложным инвертором

Рассмотрим функционирование логического элемента со сложным инвертором. Подадим на вход напряжение низкого уровня, соответствующее логическому нулю (переключатель

S1 поставлен в положение Н), тогда многоэмиттерный транзистор VT1 будет находиться в активном режиме (переход база – эмиттер открыт, а переход база – коллектор закрыт), течет большой ток , во входную цепь, а транзисторы VT2, VT5 закрыты (на рис. 2.2.б не показаны VT2, VT5), транзисторы VT3 и VT4 будут открыты, т. к. база VT3 через резистор R2 подключена к шине питания Uи. п.=5 В
. Поэтому выходное напряжение, снимаемое с нагрузки, расположенной в эмиттерной цепи VT4, будет иметь высокий уровень, что соответствует логической единице Uвых1.


Рис. 2.2.б. распределение токов и напряжений при низком входном уровне

Статическое выходное напряжение высокого уровня для логического элемента равно: =Uи.п.-Iвых·R4-Uкэ-2·Uб.э.

Так как на транзисторах VT3, VT4 выполнен эмиттерный повторитель, то он не может перейти в состояние насыщения, и напряжение Uкэ VT4 не уменьшается меньше (0.7 .. 1) В, а напряжение Uбэ примерно равно 0,7 В для транзисторов без переходов Шотки. Падением напряжения на резисторе

R4, ограничивающем ток в выходном каскаде, когда VT4 и VT5 открыты, можно пренебречь. Тогда получаем >=2,6 В.

Для транзисторов с переходами Шотки напряжение Uбэ составляет (0. 2 … 0.3) В. Следовательно, для перспективных элементов ТТЛ напряжение высокого уровня ~= 3,5 В.


Рис. 2.2.в. распределение токов и напряжений при высоком входном уровне

Подадим на вход 1 напряжение высокого уровня (переключатель S1 поставлен в положение В) (рис. 2.2,в), соответствующего логической единице, тогда многоэмиттерный транзистор

VT1 будет находиться в инверсном активном режиме (переход база – эмиттер закрыт, а переход база – коллектор открыт), течет большой ток в базу транзистора VT2, который откроется. Часть эмиттерного тока транзистора VT2 поступает в базу транзистора VT5, этот транзистор открывается и входит в режим насыщения. Транзисторы VT3, VT4 будут закрыты. Выходной сигнал, снимаемый с открытого и насыщенного транзистора VT5 (rкэ~=30…50 Ом), имеет низкий уровень Uвых0~=0.3 В, что соответствует логическому нулю.

Диод VD1 предназначен для защиты входа транзистора VTl от пробоя и называется демпфирующим.


1.Регулирующий транзистор VT1. Схема транзисторного компенсационного стабилизатора напряжения

Похожие главы из других работ:

Введение в наноэлектронику

4.9 Гетероструктурный транзистор на квантовых точках

Транзисторы на квантовых точках представляют тип приборов на горячих электронах, весьма перспективный для СВЧ-электроники. На рисунке 14 представлена структура модулированно-легированного транзистора с квантовыми точками…

Идентификация параметров математических моделей биполярных транзисторов КТ209Л, КТ342Б и полевого транзистора КП305Е

11. Биполярный транзистор КТ209Л

Справочные данные Транзистор кремниевый эпитаксиально-планарный р-n-р маломощный. Предназначен для работы в усилительных и импульсных микромодулях и блоках герметизированной аппаратуры. ..

Исследование биполярных и полевых транзисторов

1.1 Биполярный транзистор КТ301Ж

Исследование биполярных и полевых транзисторов

1.2 Полевой транзистор КП103Ж

1.2.1 Общие сведения Кремниевый диффузионно-планарный с p-n переходом и p-каналом. Транзистор предназначен для работы во входных каскадах усилителей низкой частоты, усилителей постоянного тока и в ключевых схемах…

Исследование биполярных и полевых транзисторов

2.1 Биполярный транзистор КТ301Ж

Милицейская крякалка (сирена) на PIC-микроконтроллере

2.3 Транзистор

Транзистор(полупроводниковый триод)-радиоэлектронный компонент из полупроводникового материала, обычно с тремя выводами, позволяющий входным сигналом управлять током в электрической цепи. Обычно используется для усиления…

Полевой транзистор с изолированным затвором

2. Полевой транзистор с изолированным затвором

Дальнейшим развитием полевых транзисторов являются транзисторы с изолированным затвором. Полевой транзистор с изолированным затвором – это транзистор, имеющий один или несколько затворов, электрически изолированных от проводящего канала…

Полевой транзистор с изолированным затвором

2.2 Транзистор с индуцированным (инверсионным) каналом

Это устройство от предыдущего транзистора отличается тем, что у него нет встроенного канала между областями истока и стока. При отсутствии напряжения на затворе ток между истоком и стоком не потечет ни при какой полярности напряжения…

Разработка домашней охранной сигнализации на базе микроконтроллера

1.4.4 Транзистор

Транзистор «KT315Г» – кремниевый высокочастотный биполярный транзистор малой мощности n-p-n проводимости в корпусе KT-13, получивший самое широкое распространение в советской радиоэлектронной аппаратуре. Транзистор «KT315Г»…

Разработка печатной платы цифрового автомата

Транзистор

1 1,5 0,2* 10-7 1,1*10-7 3,3* 10-7 4 Диод 1 1,5 0,1* 10-7 5,48* 10-8 8. ..

Разработка системы автоматической стабилизации мощности генератора

6.2 Полевой транзистор в цепи ОС ОУ

Для изменения коэффициента усиления операционного усилителя необходимо изменять отношение сопротивления резисторов его цепи обратной связи…

Субмикронные полевые транзисторы с барьером Шоттки

1.5 Полевой транзистор с барьером Шоттки

ПТШ – полупроводниковый прибор планарно-эпитаксиального типа с затвором на барьере Шоттки, имеющий контакты на внешней поверхности кристалла полупроводника n-типа. История рождения и жизни полевого транзистора – поучительный пример открытия…

Схема транзисторного компенсационного стабилизатора напряжения

2.Согласующий транзистор VT2

Iб1 = = = = 5 мА, Iк2 = Iэ2 = Iб1 = 5 мА Uк.э2 макс.=Uк.э1 макс. =12,477 В Pк2 макс. = Uк.э2 макс. Iк2 = 0,005·12,477 = 62,385 мВт Выбираем согласующий транзистор VT2 типа KT668Aсо следующими параметрами: коэффициент усиления по току B2 = 80, Uк. э2 макс. доп. = 50 В, Iк2 макс. доп. = 0,5 А…

Схема транзисторного компенсационного стабилизатора напряжения

4.Управляющий (усилительный) транзистор VT3

Коэффициент деления напряжения делителем R2, R3, R4 б = = = = 0,663 При выборе управляющего (усилительного) транзистора VT3 необходимо, чтобы коллекторный ток Iк3 был небольшим, но в тоже время превышал ток базы согласующего транзистора VT2…

Техническая реализация САУ давлением пара за котлом

2.2.2 Прибор регулирующий Минитерм 400.00

Рис. 5 Минитерм 400…

Как работает VRM на материнской плате и видеокарте компьютера | Материнские платы | Блог

Преобразователи напряжения используются везде и всюду. Будь то огромные многотонные трансформаторы на электроподстанциях, обычные 50-герцовые трансформаторы в домашней аппаратуре или сложные импульсные схемы с умными микроконтроллерами. Любой электроприбор имеет собственные требования к питанию, да и отдельные узлы в этом приборе тоже привередливы к значениям напряжений. Вопрос — почему? Из статьи вы узнаете, зачем вообще нужны преобразователи и как работает DC-DC регулятор напряжения VRM на материнских платах и видеокартах. А еще можно посмотреть материнские платы с мощными схемами питания в каталоге.

Никакого единства…

В розетке 220 вольт, у блока питания 12 вольт, у зарядки телефона 5 вольт… Может сложиться впечатление, что инженерам нравится играть с напряжением, сначала повышая его до миллионов вольт на линиях электропередач, а потом до единиц вольт для питания центрального процессора. Почему люди не придумали какое-то единое значение напряжения и не используют его везде?

Определенно, центральный процессор — да и вообще любой другой микрочип — питать высоким напряжением прямо из розетки нельзя. Двенадцать вольт после блока питания тоже не подойдут. Во-первых, на микроскопическом уровне даже лишние пара десятых вольта могут привести к утечкам тока и повлиять на стабильность схемы. Во-вторых, чем выше напряжение, тем большее энергии расходуется на работу процессора. Поэтому с уменьшением техпроцесса разработчики стараются снизить и рабочий вольтаж. Когда-то процессоры, например, древний Intel 8086 выпуска 70-х годов, питались от 5 вольт, а современные работают всего от 1-1,4 вольта.

8.

Транзисторы – Условные графические обозначения на электрических схемах – Компоненты – Инструкции


Транзистор (от английских слов tran(sfer) — переносить и (re)sistor — сопротивление) — полупроводниковый прибор, предназначенный для усиления, генерирования и преобразования электрических колебаний. Наиболее распространены так называемые биполярные транзисторы. Электропроводность эмиттера и коллектора всегда одинаковая (р или n), базы — противоположная (n или р). Иными словами, биполярный транзистор содержит два р-n-перехода: один из них соединяет базу с эмиттером (эмиттерный переход), другой — с коллектором (коллекторный переход).

 

 Буквенный код транзисторов — латинские буквы VT. На схемах эти полупроводниковые приборы обозначают, как показано на рис. 8.1 [5]. Здесь короткая черточка с линией от середины символизирует базу, две наклонные линии, проведенные к ее краям под углом 60°, — эмиттер и коллектор. Об электропроводности базы судят по символу эмиттера: если его стрелка направлена к базе (см. рис. 8.1, VT1), то это означает, что эмиттер имеет электропроводность типа р, а база— типа n; если же стрелка направлена в противоположную сторону (VT2), электропроводность эмиттера и базы обратная.

 
 Знать электропроводность эмиттера базы и коллектора необходимо для того, чтобы правильно подключить транзистор к источнику питания. В справочниках эту информацию приводят в виде структурной формулы. Транзистор, база которого имеет электропроводимость типа n, обозначают формулой р-п-р, а транзистор с базой, имеющей электропроводность типа р, обозначают формулой n-р-n. В первом случае на базу и коллектор следует подавать отрицательное по отношению к эмиттеру напряжение, во втором — положительное.    

 
 Для наглядности условное графическое обозначение дискретного транзистора обычно помещают в кружок, символизирующий его корпус. Иногда металлический корпус соединяют с одним из выводов транзистора. На схемах это показывается точкой в месте пересечения соответствующего вывода с символом корпуса. Если же корпус снабжен отдельным выводом, линию-вывод допускается присоединять к кружку без точки (VT3 на рис. 8.1). В целях повышения информативности схем рядом с позиционным обозначением транзистора допускается указывать его тип.

 

 Линии электрической связи, идущие от эмиттера и коллектора проводят в одном из двух направлений: перпендикулярно или параллельно выводу базы (VT3—VT5). Излом вывода базы допускается лишь на некотором расстоянии от символа корпуса (VT4).

 
 Транзистор может иметь несколько эмиттерных областей (эмиттеров). В этом случае символы эмиттеров обычно изображают с одной стороны символа базы, а окружность обозначения корпуса заменяют овалом (рис. 8.1, VT6).

 
 Стандарт допускает изображать транзисторы и без символа корпуса, например, при изображении бескорпусных транзисторов или когда на схеме необходимо показать транзисторы, входящие в состав сборки транзисторов или интегральной схемы.

 

 Поскольку буквенный код VT предусмотрен для обозначения транзисторов, выполненных в виде самостоятельного прибора, транзисторы сборок обозначают одним из следующих способов: либо используют код VT и присваивают им порядковые номера наряду с другими транзисторами (В этом случае на поле схемы помещают такую, например, запись: VT1-VT4 К159НТ1), либо используют код аналоговых микросхем (DA) и указывают принадлежность транзисторов в сборке в позиционном обозначении (рис. 8.2, DA1.1, DA1.2). У выводов таких транзисторов, как правило, приводят условную нумерацию, присвоенную выводам корпуса, в котором выполнена матрица.

 
 Без символа корпуса изображают на схемах и транзисторы аналоговых и цифровых микросхем (для примера на рис. 8.2 показаны транзисторы структуры п-р-п с тремя и четырьмя эмиттерами).

 

 Условные графические обозначения некоторых разновидностей биполярных транзисторов получают введением в основной символ специальных знаков. Так, чтобы изобразить лавинный транзистор, между символами эмиттера и коллектора помещают знак эффекта лавинного пробоя (см. рис. 8.3, VT1, VT2). При повороте УГО положение этого знака должно оставаться неизменным.

 
 Иначе построено УГО однопереходного транзистора: у него один р-п-переход, но два вывода базы. Символ эмиттера в УГО этого транзистора проводят к середине символа базы (рис. 8.3, VT3, VT4). Об электропроводности последней судят по символу эмиттера (направлению стрелки).

 
 На символ однопереходного транзистора похоже УГО большой группы транзисторов с p-n-переходом, получивших название полевых. Основа такого транзистора — созданный в полупроводнике и снабженный двумя выводами (исток и сток) канал с электропроводностью п или р-типа. Сопротивлением канала управляет третий электрод — затвор. Канал изображают так же, как и базу биполярного транзистора, но помещает в середине кружка-корпуса (рис. 8.4, VT1), символы истока и стока присоединяют к нему с одной стороны, затвора — с другой стороны на продолжении линии истока. Электропроводность канала указывают стрелкой на символе затвора (на рис. 8.4 условное графическое обозначение VT1 символизирует транзистор с каналом п-типа, VT1 — с каналом p-типа).

 

 В условном графическом обозначении полевых транзисторов с изолированным затвором (его изображают черточкой, параллельной символу канала с выводом на продолжении линии истока) электропроводность канала показывают стрелкой, помещенной между символами истока и стока. Если стрелка направлена к каналу, то это значит, что изображен транзистор с каналом n-типа, а если в противоположную сторону (см. рис. 8.4, VT3) —  с каналом p-типа. Аналогично поступают при наличии вывода от подложки (VT4), а также при изображении полевого транзистора с так называемым индуцированным каналом, символ которого — три коротких штриха (см. рис. 8.4, VT5, VT6). Если подложка соединена с одним из электродов (обычно с истоком), это показывают внутри УГО без точки (VT1, VT8).

 
 В полевом транзисторе может быть несколько затворов. Изображают их более короткими черточками, причем линию-вывод первого затвора обязательно помещают на продолжении линии истока (VT9).

 
 Линии-выводы полевого транзистора допускается изг[цензура] лишь на некотором расстоянии от символа корпуса (см. рис. 8.4, VT2). В некоторых типах полевых транзисторов корпус может быть соединен с одним из электродов или иметь самостоятельный вывод (например, транзисторы типа КПЗ03).

 
 Из транзисторов, управляемых внешними факторами, широкое применение находят фототранзисторы. В качестве примера на рис. 8.5 показаны условные графические обозначения фототранзисторов с выводом базы (FT1, VT2) и без него (К73). Наряду с другими полупроводниковыми приборами, действие которых основано на фотоэлектрическом эффекте, фототранзисторы могут входить в состав оптронов. УГО фототранзистора в этом случае вместе с УГО излучателя (обычно светодиода) заключают в объединяющий их символ корпуса, а знак фотоэффекта — две наклонные стрелки заменяют стрелками, перпендикулярными символу базы.

 

 

 

 Для примера на рис. 8.5 изображена одна из оптопар сдвоенного оптрона (об этом говорит позиционное обозначение U1.1), Аналогично строится У ГО оптрона с составным транзистором (U2).

 

Документ без названия

Документ без названия

Назад

Базовый КМОП-элемент ИЛИ-НЕ. Рассматриваемый элемент реализован на полевых транзисторах класса металл—диэлектрик – полупроводник с индуциро­ванными каналами p- и n-типов (на комплиментарных транзисторах). Как было сказано ранее, название элемента составлено из первых букв слов “комплиментарный”, “металл”, “окисел”, “полупро­водник”.
   Основу структуры такого элемента составляет ключ  на КМОП-транзисторах. По существу КМОП-элемент (рис. 2.5) пред­ставляет собой делитель напряжения Еп источника  питания. Одно плечо де­лителя составляют тран­зисторы VT1, VT2, VT3 (коммутирующие, или управляющие), другое – транзисторы VT4,VT5, VT6  (нагрузоч­ные).   В силу разной проводимости каналов транзисторов логический сигнал на входе запирает один  из управляющих транзисторов  и отпирает нагрузочный транзистор, или  на­оборот. Когда на любой из входов (например, первый) подается высокий потенциал U1 (х1=1, x2=x3=0), то VT1 открывается и сопротивление плеча, состоящего из управляющих транзи­сторов, уменьшается. Одновременно запирается транзистор VT4  и сопротивление плеча, состоящего из нагрузочных тран­зисторов, становится весьма  значительным – большая часть напряжения  Еп  выделяется на нагрузочных транзисторах,  и на выходе элемента – низкий потенциал  U0  (у=0).
Только когда на всех входах присутствует низкий по­тенциал U0 (x1=x2=x3=0), управляющие транзисторы за­перты, а нагрузочные – открыты. Поэтому падение напряжения на нагрузочных транзисторах мало, а на управляющих – велико:  на выходе высокий потенциал U1 (y=1). Таким образом, при xi=1  y=0;  приx1=x2=x3=0   у=1, т.е. эле­мент реализует функцию ИЛИ-НЕ.
Логические    КМОП-элементы    имеют  значительные достоинства. В стационарных состояниях в цепи источника  Еп  находится запертый транзистор, так что потребляемая элементом мощность незначительна;  по-существу, потребле­ние энергии происходит при переключении элемента и воз­растает с увеличением частоты переключении. Входное сопро­тивление полевого транзистора весьма велико. Поэтому эле­ментами на полевых транзисторах данный элемент мало нагружается.  При исполнении по интегральной технологии полевой транзистор занимает на подложке меньшую пло­щадь, чем биполярный.
Однако по сравнению с биполярным полевой транзистор является менее быстродействующим и имеет большее сопротивление в открытом состоянии, благодаря чему остаточное напряже­ние на нем сравнительно велико. В структурах, использующих  комплиментарные  полевые транзисторы, эти недостатки ос­лабляются: первый за счет того, что нагружающая  выход емкость оказывается всегда подключенной к цепи, содержа­щей открытый транзистор (управляющий или нагрузочный), через который она может быстро перезаряжаться, а второй ослабляется регулируемой нагрузкой:  малое напряжение на выходе обусловлено большим сопротивлением запертого в это время нагрузочного транзистора.

Базовый ЭСЛ-элемент ИЛИ / ИЛИ-НЕ. В этом элементе обе логические операции (ИЛИ, НЕ) выпол­няются эмиттерно-связанными транзисторами, чем и обуслов­лено название типа логики. Элемент имеет два выхода, на одном из которых фиксируется результат операции ИЛИ, а на другом – операции ИЛИ-НЕ.  Обозначают такой   элемент ИЛИ ⁄ИЛИ-НЕ.
Основу структуры рассматриваемого элемента (рис.2.6)составляет переключатель тока. Он собран на  входных VT1, VT2, VT3  и  опорном VTоп транзисторах, эмиттеры которых связаны. Потенциал базы VTon  относительно минусовой шины Еп  имеет стабильное зна­чение ЕБ,  а относительно “земли” – значение UБоп= ЕБ-ЕП,  которое лежит между уровнями входных сигналов:U0 < Uбоп  <U1.

Когда хотя бы на одном входе действует напряжение U1  логической 1, один из входных транзисторов открыт – на­пряжение  на эмиттерах превосходит значение Еб и тран­зистор VTon заперт. Если   напряжение  на   входах элемента меняется с U1 на U0 (так что х1=x2=x3=0), то   uэ   уменьша­ется   и  разность Еб – uэ  оказывается достаточной для отпира­ния транзистора VTon. При этом его ток создает на резисто­ре Rэ напряжение uэ ,  запирающее входные транзисторы VT1…VT3.
Таким образом, ток Iэ эмиттерной  цепи переключается то в коллекторную цепь входных транзисторов (если хотя бы на одном входе логическая 1), то в коллекторную цепь опорного транзистора VTon (когда х1=x2=x3= 0).
Наличие тока в коллекторной цепи приводит к падению напряжения на включенном в нее резисторе (Rк вх  или  Rк оп )  и  к уменьшению потенциала коллектора относительно заземленной в данной схеме положительной шины источника питания. Поэтому, например, при x1= 1  ток Iк » Iэ  и  u вых имеет  большое   отрицательное  значение –логиче­ский 0 (у1= 0), а  uвых 2 – меньшее отрицательное значение ( логическая 1; у2 = 1).  При x1= x 2=x 3=0  ток  Iк оп  » Iэ  и  u вых 2  = U 0    (y 2   = 0),  а   u  вых 1  = U 1    (y 1 = 1).
Следовательно, по выходу y1 реализуется логическая фун­кция ИЛИ-НЕ,  а по выходу у2 –логическая функция ИЛИ.
На транзисторах VT4 и VT5 выполнены эмиттерные по­вторители. За счет них повышается нагрузочная способность элемента, а также по сравнению сu к вх и u  к оп  уменьшается уровень выходных сигналов на значение напряжения Uбэ на эмиттерно-базовых переходах VT4 и VT5. В отсутствие эмиттерных повторителей потенциалы с коллекторов данного эле­мента непосредственно воздействовали бы на базы входных транзисторов следующего элемента, что вызвало бы их на­сыщение.
Эмиттерный повторитель на транзисторе VT6 является источником стабильного опорного напряжения. При измене­нии температуры напряжения на диодах VDI и VD2 изменя­ются примерно так же, как  и   u БЭ6 .  Поэтому Е Б  = u Э6 = u Б6 – u БЭ6   сохраняется достаточно стабильным.
Обычно в схеме с n-p-n-транзисторами “заземляется” минусовая шина источника питания, имеющая в такой схеме самый  низкий потенциал. При этом относительно нее по­тенциалы точек схемы не могут быть отрицательными. В рас­смотренной схеме к “земле”  присоединен плюсовой вывод источника Еп,  имеющего в данной схеме самый высокий по­тенциал. Поэтому относительно нее потенциалы точек схемы не могут быть положительными. Будем считать, что в среднем U1=–0,8 В, U0 =–1,7В,U Боп= =0,5(U1+U0)=–1,25 В, а напряжение на открытом эмиттерном переходе кремниевого транзистора  e0 = 0,6 В. Когда uвх1 = uвх2 = uвх3 = uвх =U0, то напряжение на эмиттерных переходов входных транзисторов u бэ=U0–(U Боп– –e0) = –1,7 – (–1,25–0,6) = 0,15 В, при котором они заперты. Если на одном из входов появляется логическая 1 (например, uвх1=U1 = – 0,8 В), то на эмиттерном переходе VT1 окажется напряжение  u бэ = U1 –(U Б оп – e0)= – 0,8 – (–1,25–0,6),при котором транзистор VTI откроется. После этого напряжение на эмиттерном переходе опорного транзистора uбэ=UБоп–(Uвх1 – –e0) = – 1,25 – (– 0,8 – 0,6) = 0,15 В, при котором опорный транзистор заперт.
“Заземление” положительной шины источника приводит к тому, что при колебаниях величины Еп обеспечивается большее постоянство уровней выходных логических потенциалов U1 и U0. К классу ЭСЛ относятся, в частности, микросхемы серий  100,1500, 500.  

 


Иллюстрированный самоучитель по схемотехнике › Резервирование элементов устройств [страница – 45] | Самоучители по инженерным программам

Резервирование элементов устройств

Для индикации работы ламп накаливания могут быть использованы светодиоды, подключенные через токоограничивающие резисторы параллельно лампам накаливания (рис. 11.5).

Сами лампы включены в коллекторные цепи мощных транзисторов симметричного триггера. В силу неравенства свойств элементов, входящих в состав “симметричного” триггера, триггер устанавливается в одно из двух возможных устойчивых состояний, светится одна из ламп накаливания, например, EL, горит светодиод НL, соответствующий этой лампе.


Рис. 11.5. Триггерная схема включения ламп накаливания

Стоит этой лампе перегореть, коллекторный ток транзистора VT1 уменьшится, схема переключится, будет светиться вторая лампа ELr и соответствующий ей светодиод Hlr.

Для устойчивой и надежной работы целого ряда устройств зачастую требуется не только решить столь частную и простую задачу, как авторезервирование осветительных элементов, но и обеспечить, например, постоянство сопротивления нагрузки при возможном отказе (выходе из строя, отключении) нескольких из параллельно подключенных к источнику питания потребителей. Решить такую задачу достаточно просто при использовании управляемых мощных сопротивлений нагрузки. Кроме того, подобные устройства могут пригодиться для настройки и испытания источников питания радиоэлектронных схем.

Управляемые вручную мощные сопротивления-двухполюсники (реостаты) достаточно дефицитны и не очень удобны в управлении. В качестве таких изделий – мощных управляемых сопротивлений нагрузки – можно использовать их электронные аналоги [11.4], схема одного из которых представлена на рис. 11.6, см. также гл. 5 (рис. 5.12, 5.13). Роль управляемого сопротивления выполняет транзистор VT1. Нагрузочное устройство включается/отключается при помощи слаботочного переключателя SA1. Диод VD1 обеспечивает правильную полярность подключения транзистора. Предохранитель ограничивает предельный ток через устройство. Для питания эквивалента нагрузки от переменного тока необходимо добавить мостовой выпрямитель, в диагональ которого включают электронный аналог мощного сопротивления. Транзистор VT1 следует устанавливать на теплоотводящей пластине.


Рис. 11.6. Схема электронного аналога мощного сопротивления нагрузки

Предельная мощность, рассеиваемая такой нагрузкой, определяется типом транзистора и площадью теплоотвода. Для указанного в первоисточнике типа транзистора максимальная длительно рассеиваемая мощность составляет 50 Вт.

Чтобы обеспечить управление величиной электрического сопротивления электронного аналога (рис. 11.6), достаточно подать внешнее управляющее напряжение соответствующей полярности и величины на базу транзистора VT1 через токоограничивающий резистор R1.

Аналог мощного реостата (рис. 11.7) позволяет установить ток нагрузки от десятков мА до нескольких ампер [11.5]. С его помощью можно исследовать параметры выпрямителей, стабилизаторов, преобразователей напряжения, аккумуляторов и батарей под нагрузкой.

Эквивалент нагрузки в соответствии с полярностью питающего напряжения подключают к выходу источника постоянного тока. Через составной транзистор VT2 и VT3 может протекать ток до 4 А. Переключателем SA2 можно отключить мощный выходной транзистор VT3 и ограничить величину тока через эквивалент нагрузки до 0.7 А. Диапазон регулируемых эквивалентных сопротивлений составляет 1.5…4 Ом и 4…24 Ом, соответственно.

Если переключатель SA1 перевести из положения “Резистор” в положение “Стабилизатор тока”, вольт-амперная характеристика эквивалента нагрузки будет напоминать выходную характеристику полевого транзистора: при напряжении источника питания менее 2 б устройство ведет себя как резистор небольшого сопротивления (порядка 1 Ом). При напряжении выше 2 В наступает насыщение транзистора, и потребляемый устройством ток почти перестает зависеть от входного напряжения. Величину этого тока можно регулировать потенциометром R1 в пределах 0.1…4 А (0.1…0.7 и 0.7…4 А) при входном напряжении 2…30 В.

Рис. 11.7. Схема электронного мощного реостата – стабилизатора тока

Транзисторы VT2 и VT3 устанавливают на общем ребристом теплоотводе площадью 450 см2. К их корпусам планкой из цветного металла плотно прижаты термостабилизирующие диоды VD1 и VD2, соответственно.

Устройство можно использовать для зарядки аккумуляторов емкостью до 40 А-ч стабильным током.

Аналог реостата нельзя использовать в цепях переменного тока. Впрочем, это препятствие легко преодолимо, если использовать диодный мост, в диагональ которого в соответствии с полярностью следует подключить эквивалент нагрузки. В этом случае рабочая область частот определяется характеристиками используемых элементов (обычно на выше 1 кГц).

Электроника НТБ – научно-технический журнал – Электроника НТБ

Схемы двухполупериодных выпрямителей со средней точкой и удвоителем тока с силовым трансформатором, фильтром и нагрузкой приведены на рис.1. Выпрямитель с удвоителем тока (см. рис.1б) имеет ряд преимуществ перед выпрямителем со средней точкой (см. рис.1а): в нем используется двухобмоточный трансформатор, который легко интегрируется с дросселями L1, L2; пульсации токов находятся в противофазе, следовательно, пульсации тока нагрузки меньше.
С целью снижения статических потерь вместо диодов можно использовать синхронные выпрямители на МДП-транзисторах (см. рис.1в). В такой схеме транзистор VT1 открыт при положительном напряжении Up, а транзистор VT2 – при отрицательном напряжении Up. Транзисторами можно управлять от схемы управления и непосредственно от вторичной обмотки трансформатора.
Сравним статические потери выпрямительного диода и синхронного выпрямителя при токе через выпрямитель I=10А :

где Pd – потери для диода, Ps – потери для МДП-транзистора, Ud = 1 В – прямое падение напряжения на диоде, Rds = 0,03 Ом – сопротивление канала транзистора. Применение синхронных выпрямителей особенно актуально при низких выходных напряжениях (1,6; 3,3; 5 В), когда падение напряжения на диоде может составлять треть выходного напряжения (для Uo=3,3 В). Однако современные МДП-транзисторы целесообразно применять в синхронных выпрямителях с выходным напряжением до 48 В и выше. Сопротивление Rds транзисторов на максимальное напряжение 150–200 В не превышает 20 мОм.
Динамические потери. Кроме статических потерь большую роль играют динамические потери при переключении транзисторов первичной стороны полумостового преобразователя (рис.2), а также динамические потери, связанные с восстановлением обратного сопротивления диодов выпрямителя (внутренних диодов МДП-транзисторов синхронных выпрямителей). В схеме на рис.2 среднее значение напряжения на конденсаторе С1 равно DUвх, на конденсаторе С2 – (1-D)Uвх, где D = tот/T (toт – время открытого состояния транзистора VT2). На первом этапе открыт транзистор VT2 – этап DT. Соответственно, напряжение на первичной обмотке положительно, транзистор VT3 открыт, и энергия поступает в нагрузку. В момент времени DT транзистор VT2 отключается. Для исключения сквозных токов введена пауза между переключениями транзисторов, во время которой начинается перезаряд внутренних емкостей транзисторов VT1 и VT2. При этом транзистор VT3 остается открытым (даже если его закрыть, ток будет проводить внутренний диод транзистора). Когда напряжение на транзисторе VT2 достигает значения напряжения на конденсаторе С2 – (1-D)Uвх, напряжение на первичной обмотке трансформатора становится равным нулю. Следовательно, и на вторичной обмотке напряжение будет нулевым. В этот момент откроется внутренний диод транзистора VT3. Таким образом, окажутся открытыми внутренние диоды обоих транзисторов (VT3 и VT4). Из-за наличия индуктивности рассеивания трансформатора этот этап будет продолжаться, пока ток через индуктивность рассеивания (фактически, ток первичной обмотки трансформатора), изменяясь от значения Ilm+Inn, не достигнет значения Ilm–Inn (где Ilm – ток индуктивности намагничивания трансформатора в момент выключения транзистора VT2, In – ток нагрузки, n – коэффициент трансформации). Как только ток через индуктивность рассеивания достигнет значения Ilm–Inn, начнется процесс восстановления обратного сопротивления внутреннего диода транзистора VT3. Транзистор VT1 включается с задержкой после начала этого процесса, и на вторичной обмотке трансформатора появляется напряжение, создающее сквозной ток через открытый внутренний диод транзистора VT4.
Существует несколько способов исключения сквозных токов. Первый способ – использование насыщаемых дросселей последовательно с каждым транзистором синхронного выпрямителя. Время насыщения дросселя больше времени рассасывания во внутренних диодах синхронного выпрямителя и длительности нулевого этапа напряжения на первичной обмотке. Второй способ – использование в качестве синхронных выпрямителей однонаправленных ключей, например МДП-транзисторов, у которых внутренний диод блокируется диодом Шотки.
Третий способ – использование удвоителя тока. При этом дроссели подбираются таким образом, чтобы ток через них менял направление в моменты переключения основных транзисторов, тогда соответствующий внутренний диод синхронных выпрямителей не будет открываться или будет открываться позже. Рассмотрим реализацию этого способа.
Использование удвоителя тока. На рис.3 представлена модель полумостового преобразователя, работающего на частоте 100 кГц, Uвх=400 В. Все транзисторы управляются синхронно.
Результаты моделирования отражены на рис.4. Синхронные выпрямители работают без сквозных токов, обусловленных восстановлением обратного тока внутренних диодов. Главный недостаток метода – зависимость регулировочной характеристики от тока нагрузки. Подобная зависимость объясняется тем, что при малых токах нагрузки ток через дроссели имеет отрицательные значения довольно продолжительное время, в течение которого энергия выходного фильтра передается через соответствующий открытый транзистор синхронного выпрямителя соответствующему дросселю. При этом суммарные пульсации тока нагрузки будут больше, чем в обычной схеме.
Пульсации тока дросселя L1 определяются следующим образом:
…. Пульсации тока дросселя … .

Для того, чтобы внутренний диод синхронных выпрямителей
не проводил ток, необходимо:

Сравнительное моделирование выпрямителей. При моделировании на входе выпрямителя можно сформировать регулируемое симметричное импульсное напряжение с областью нулевой ординаты. В этом случае модели выпрямителей можно упростить. Модель двухполупериодного выпрямителя со средней точкой приведена на рис.5, а с удвоителем тока – на рис.6. В моделях принято: сопротивление диода Rs = 0,01 Ом, сопротивление канала транзистора Rds = 0,03 Ом. При таких параметрах диода и транзистора синхронный выпрямитель не нужен.
Процессы в моделях рис.5 и 6 совпадают (рис.7). Напряжение на входе удвоителя тока в два раза больше. Процессы в схемах нелинейные, поэтому эффективность удвоителя тока должна быть выше. На рис.8 представлены графики выходных напряжений и мощностей моделей рис.5 и 6; нагрузка 1 Ом, D=0,8.

Литература
Montgomery G. Усовершенствование выпрямительных схем. – Electronics, 1961, №14.
Smith М., Owiyang К. Improving the efficiency of low output voltage switched-mode converters with synchronous rectification. – Proceedings of Powercon 7, 1980.
Kagan R., Chi М. Improving power supply efficiency with MOSFET synchronous rectifiers. – Proceedings of Powercon 9, 1982.
Archer W. Current-driven synchronous rectifier. – TMOS Power FET design ideas. /Motorola Inc. Publ. BR 316, 1985.
Chou S., Simonsen C. Chip voltage: Why less is better. – IEEE Spectrum, 1987, vol. 24, № 4.
Cobos J. Synchronous rectification. Study of the applicability of self-driven synchronous rectification to resonant topologies. – Proc. of the IEEE, 1992.
Muakami N. A simple and efficient synchronous rectifier for forward dc-dc converters. – Proc. of the IEEE, 1993.
Пат. 4 625 541 США, фирма Lusent Technologies. Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power convertors/ Rozman А. Приор. от 29.04.1997.
Пат. 5 734 563, США, фирма NEC. Synchronous rectification type converters/ Shinada Y. Приор. от 31.03.1988.
Yee Н., Sawahata S. A balanced review of synchronous rectifiers in DC/DC converters. – Proc. of the IEEE 0-7803-5163-0/99.–1999.
Panov Y., Jovaanovic M. Design and performance of low-voltage/high-current dc/dc on-board modules. – Proc. of the IEEE
0-7803-5163-0/99. – 1999.
Cobos J., Alou P., Garcia O. A new driving scheme for self driven synchronous rectifiers. – Proc. of the IEEE 0-7803-5163-0/99. – 1999.

Перспективы рынка импульсных источников питания в Северной Америке

Индустрия импульсных источников питания в Северной Америки, подобно другим высокотехнологичным секторам, к середине 2003 года пережила сложные времена, обусловленные неблагоприятной экономической конъюнктурой, угрозой терроризма, последствиями войны в Ираке, финансовыми скандалами и т.д. Во второй половине года, по оценкам, произошло некоторое улучшение ситуации.
В целом, во всех секторах потребления импульсных источников питания, кроме военного/аэрокосмического, в 2003 году происходило медленное сокращение продаж в стоимостном выражении. На период 2004–2007 гг. ожидается стабильное развитие рынка в целом, но темпы прироста продаж будут достаточно малы.
В секторе связь/передача данных в 2004 году продолжится падение продаж, а его доля в период 2002–2007 гг. в общем объеме североамериканского рынка сократится почти на 3% (см. рисунок). Рост же в секторах военных/аэрокосмических систем и промышленной электроники/контрольно-измерительного оборудования превысит общий рост коммерческого рынка импульсных источников питания. Однако на уровень продаж рекордного 2000 года в ближайшие пять лет не смогут вернуться ни промышленность импульсных источников питания в целом, ни сектор телекоммуникации, что связано с неестественно высокими темпами их роста во время бума систем связи/передачи данных.
В целом ситуация на североамериканском и мировом рынках импульсных источников питания до 2007 года будет примерно одинаковой. Темпы прироста ожидаются в пределах 3%, с возможным увеличением в случае улучшения конъюнктуры на мировом рынке и рынках конечного потребления. При этом надо учитывать, что мировой рынок данных изделий сократился с уровня 6–7 млрд. долл. в 2000 году до 4,2 млрд. долл. в 2002. Доля североамериканского рынка в структуре мирового рынка будет сокращаться (на 2002 год она приближалась к 30%), а доля АТР – расти, в первую очередь за счет КНР.
Для сокращения рисков поставщики коммерческих импульсных источников питания разрабатывают бизнес-модели, основанные на ожидании среднего роста рынков конечного потребления. Так, например, независимо от спроса на компьютерное аппаратное обеспечение, продажи систем хранения цифровых данных будут продолжать расти. В результате доходы от продаж источников питания для них, как ожидается, будут увеличиваться ежегодно в среднем на 2,4%. К другим стратегиям относятся инновации в областях корпусирования, цифровой обработки сигнала и регулирования выходного напряжения. Как известно, инновационные стратегии активно используются для сохранения и роста контролируемой доли рынка не только в периоды спада/стагнации, но и на этапе начинающегося роста рынка.

www.eet.com/story/OEG20030701S0052/index.asp?layout=articlePrint&articleIDК33436

Напряжение v CE1 и ток i C1 транзистора VT 1 

Контекст 1

… с растущим спросом на преобразование с высокой плотностью мощности IGBT-транзисторы предпочтительнее полевых МОП-транзисторов в приложениях с большим диапазоном мощности. Транзисторы IGBT рассчитаны на более высокие номинальные напряжения и токи и имеют меньшие потери проводимости по сравнению с МОП-транзисторами. Однако IGBT медленнее, чем MOSFET (частота IGBT обычно ограничена 20–30 кГц) из-за более высоких коммутационных потерь, возникающих из-за хвостового тока при выключении.Следовательно, если IGBT-транзистор должен использоваться для более высоких частот переключения, потери при выключении должны быть минимизированы. Решением может быть либо переключение при нулевом напряжении (ZVS), которое осуществляется путем добавления внешнего снабберного конденсатора, либо переключение при нулевом токе (ZCS). Переключение при нулевом токе кажется более эффективным, чем переключение при нулевом напряжении, поскольку проблема хвостового тока может быть устранена до минимума путем удаления неосновных носителей перед выключением [1], [2]. Методы мягкого переключения, применяемые к силовым преобразователям, привлекли внимание своими особыми преимуществами по сравнению с методами жесткого переключения, такими как низкие потери при переключении, высокая плотность мощности, снижение уровня электромагнитных/радиопомех и т. д. [5], [6], [7], [8].Большинство мостовых DC/DC преобразователей управляются по схеме ШИМ с фазовым сдвигом. Однако преобразователи постоянного тока PS-PWM с программным переключением имеют некоторые трудности, которые необходимо решить. Потери проводимости обычного преобразователя с плавным переключением относительно высоки из-за циркулирующего тока, протекающего через первичную обмотку высокочастотного трансформатора в период свободного хода. Преобразователь нуждается в большом коммутирующем токе, чтобы обеспечить работу ЗВС. Предлагаемый преобразователь постоянного тока может прекрасно решить эти проблемы, упомянутые выше.В результате потери проводимости, вызванные блуждающими токами, значительно снижены по сравнению с потерями, создаваемыми обычными преобразователями постоянного тока PS-PWM с мягким переключением. Обычный базовый преобразователь постоянного тока работает с управлением PS-PWM с постоянной частотой переключения. Величина выходного тока регулируется изменением фазового сдвига между ведущей (транзисторы VT1, VT4) и запаздывающей ветвями (транзисторы VT2, VT3) соответственно. В отличие от классического решения, в предлагаемом DC-DC преобразователе PS-PWM используется широтно-импульсная модуляция со сдвигом фаз на вторичной стороне высокочастотного трансформатора.Мостовой инвертор VT1 – VT4 управляется с постоянной частотой коммутации и без фазового сдвига между ведущей и отстающей ветвями инвертора. Таким образом, инвертор работает только с рабочим циклом 50% и, таким образом, не может влиять на значение выходного напряжения. Выключатели S1, S2 последовательно с диодами выходного выпрямителя DU1, DU2 включены во вторичную обмотку силового трансформатора. Схема показана на рис. 1. Величина выходного напряжения или тока регулируется сдвигом фаз между инверторными ключами VT1-VT4 и ключами S1, S2 на вторичной стороне высокочастотного силового трансформатора Тр.Осциллограммы преобразователя постоянного тока с вторичными ключами показаны на рис. 2. Принцип действия предлагаемого преобразователя постоянного тока описывается следующим образом. В этот интервал протекают первичный ток через инверторные ключи VT1, VT2, вторичный ток через ключ S1 и диод DU1. Энергия передается от входа к выходу преобразователя до тех пор, пока транзисторы инвертора VT1 и VT2 не будут выключены в момент времени t. При выключении инвертором ключей VT1, VT2 в момент времени t 1 ток коммутации заряжает емкости С1, С2 до значения постоянного входного напряжения V ВХ .Скорость нарастания коллекторных напряжений VT1, VT2 замедляется снабберными конденсаторами С1, С2 и тем самым обеспечивается снижение потерь при выключении. Первичное напряжение V 1 меняет свою полярность. Диод DU1 отключается, когда первичное напряжение V 1 меняет полярность с положительной на отрицательную. В конце этого интервала конденсаторы C1 и C2 полностью заряжаются до входного напряжения V IN, а конденсаторы C3 и C4 разряжаются до нулевого напряжения, поэтому диоды D3, D4 начинают открываться. Вторичные ключи S1, S2 выключаются при ZCS, и выходной ток начинает течь через обратный диод ND.Когда на ключи VT3 и VT4 во время работы диодов Д3 и Д4 поступают сигналы напряжения затвора, то ключи VT3 и VT4 могут включаться под действием ЗВС. Энергия не передается от входа к выходу, поскольку соответствующий вторичный переключатель S2 все еще замкнут. В течение этого интервала первичный ток I 1 приблизительно равен нулю, циркулирующий ток через первичную обмотку не протекает. Когда переключатель S2 включается в момент t 3 , ток обратного диода коммутирует на ключ S2 под ZCS в результате индуктивности рассеяния силового трансформатора.Ток начинает протекать через первичную обмотку высокочастотного трансформатора, и энергия передается от входа к выходу. Первая половина периода заканчивается в момент t 4 . Второй полупериод симметричен первому. Работа предлагаемого преобразователя была проверена на лабораторном опытном образце. Результат измерялся при входном напряжении V ВХ =300В. Максимальная выходная мощность преобразователя составила 2,5 кВт при частоте коммутации 50 кГц. В силовом каскаде использованы следующие компоненты: T 1 -T 4 – IRG4PC50W, сверхбыстродействующие IGBT транзисторы D 1 -D 4 – HFA25PB60, обратные диоды D U1, D U2 – BYW 255V, выходные выпрямители S1, S2 – IRFP260 ( два параллельно), выходной выпрямитель Силовой трансформатор: L m = 2. 85 мГн, индуктивность намагничивания, LL = 3,4 мкГн, первичная индуктивность рассеяния, n = 6, коэффициент трансформации трансформатора Сглаживающая индуктивность: L 0 = 12 мкГн Отключающий демпфер: C – C = 3,9 нФ, снабберные емкости Специальный PS-PWM Для управления токовым режимом преобразователя реализован контроллер UCC 3895. Интегральный драйвер затвора UC3708 легко собрать с разделительным трансформатором, поскольку коэффициент заполнения транзисторов составляет почти 50%. Напряжение переключения v CE1 и ток переключения i C1 транзистора VT 1 в инверторе показаны на рис.7. Транзистор включен при нулевом переключении. Из-за симметричности ветви транзистор VT 4 работает при тех же режимах работы. Потери при выключении уменьшаются конденсаторами C 1 , C 4 , действующими как нерассеивающие демпферы. Детали перехода при выключении показаны на рис. 8. Видно, что потери при выключении значительно снижены. Единственный хвостовой ток транзистора вызывает некоторые потери при выключении. На рис. 9 показаны напряжение и ток вторичной стороны МОП-транзистора S1.Включение и выключение находится под ZCS. Свойства преобразователя были проверены при дуговой сварке, где происходит полный диапазон тока нагрузки от холостого хода до короткого замыкания. На рис. 10 показаны динамические свойства при переходе от короткого замыкания к холостому ходу преобразователя. При коротком замыкании возникает несколько больший ток нагрузки из-за задержки управляющих импульсов. КПД преобразователя показан на рис. 11. При номинальной выходной мощности КПД превышает 90%.Измеренные выходные характеристики сварочного аппарата с добавленной характеристикой дуги показаны на рис. 12. Выходное напряжение холостого хода составляет около 65 В, что достаточно для горения дуги в нормальных условиях эксплуатации. В рабочей зоне преобразователь работает как регулируемый источник тока, поддерживая заданное значение сварочного тока. Представлен высокочастотный преобразователь постоянного тока с плавным переключением, управляемый по току, с вторичными переключателями с использованием PS-PWM на вторичной стороне высокочастотного трансформатора. Потери при выключении уменьшаются за счет нерассеивающего снаббера при выключении. Снижение потерь при включении достигается за счет использования индуктивности рассеяния трансформатора. Циркуляционный ток был снижен примерно до нуля и таким образом был достигнут высокий КПД преобразователя. Использование высоких частот позволяет значительно уменьшить объем преобразователя и, главным образом, его …

Настроенный радиочастотный приемник

Настроенный радиоприемник

Радио, 1993, 9

Это очень простой рефлекторный радиоприемник для диапазона средних волн.Он не требует настройки и потребляет очень малый ток (1..2 мА) в рабочем режиме. Приемник выполнен по схеме прямого усиления с одной резонансной колебательной схемой (рис. 1). Индукционные катушки L1 и L2 намотаны на ферритовом стержне (рамочная антенна) или на каркасе (рамочная антенна). Переменный конденсатор С1 используется для настройки радиоприемника.

ВЧ сигнал с бака L1C1 подается через катушку L2 на трехкаскадную схему усилителя с прямой связью на транзисторах VT1-VT3.

Усиленный сигнал регистрируется диодным детектором VD1, ВЧ часть сигнала подавляется конденсатором С2, а звуковой сигнал через катушку L2 (сопротивление ее катушки для звукового сигнала практически равно нулю) подается на базу транзистора VT1 .

Рис. 1. VT1, VT3 (КТ315) = BC547, VT2 (КТ361) = BC557, VD1 (КД503) = 1N914,
С1 = 5..180 пФ, С2 = 0,1 мкФ, С3 = 33 нФ, Аккумулятор = 1,2 Вольт.
R1 = 5,1 К, R2 = 1,1 К, R3 = 300

Это не простая рефлекторная радиосхема, т.к. диод VD1 замыкает петлю отрицательной обратной связи, а эта отрицательная обратная связь работает по постоянному и переменному току. В результате рабочая точка транзисторов стабилизируется. При отсутствии сигнала напряжение на коллекторе транзистора VT3 равно сумме напряжений на диоде VD1 (около 0.5 В) и напряжением включения транзистора VT1 (около 0,5 В). В этом случае диод VD1 будет работать в самом начале своей кривой (кривая имеет максимальный наклон в начале) из-за напряжения смещения транзистора VT1, поэтому мы получаем очень хороший детектор.

При подаче ВЧ сигнала диод VD1 проводит положительные полупериоды, а транзистор VT1 начинает потреблять ток. После этого транзисторы VT2 и VT3 тоже начинают потреблять ток. В результате среднее напряжение на коллекторе VT3 падает, а ток всех транзисторов растет.Осциллограмма сигнала на коллекторе транзистора VT3 представлена ​​на рис. 2. Видно, что положительные полуволны модулированного ВЧ-сигнала завязаны до уровня +1 вольт, так как в то же время огибающая ( звуковой сигнал) имеет отрицательную полуволну с удвоенной амплитудой.

Рис. 2.

Из-за отрицательной обратной связи мы получаем очень линейный детектор. Если уровень сигнала слишком высок и отрицательные полуволны огибающей становятся равными нулю, то мы получаем искажение сигнала.Исправить это можно либо расстройкой емкости L1C1, либо изменением положения петлителя, либо добавлением резистора 20..100 Ом к эмиттеру транзистора VT1. Но в этом случае чувствительность приемника будет снижена.

Для звукового сигнала все три транзистора являются усилителями тока, а их коллекторные токи суммируются в проводе поддержки питания, к которому подключен головной телефон BF1. Эта схема не требует выключателя питания, потому что схема начинает работать, когда штекер наушников BF1 вставляется в гнездо.Конденсатор C3 предотвращает попадание ВЧ-сигнала на наушники и батарею.

Детали. Транзисторы VT1 и VT3 – любые НПН ВЧ, VT2 – любые ПНП ВЧ, при I c max =100 мА, f t =100 МГц. Величина коэффициента усиления по току с общим эмиттером (h FE ) значения не имеет – чем выше h FE , тем лучше чувствительность, но в любом случае рабочая точка транзисторов будет стабилизирована. Диод VD1 – любой обычный ВЧ диод, но обязательно кремниевый.Переменный конденсатор С1 – любой с воздушным или твердым диэлектриком, но максимальной емкостью не менее 180 пФ.

Индукционная катушка L1 и L2 намотана на ферритовом стержне в один слой. Ферритовый стержень имеет начальную магнитную проницаемость 400..1000, сечением 20×3 мм и длиной 50 мм и более. Для диапазона СВ катушка L1 имеет 55..70 витков, катушка L2 имеет 5..7 витков из эмалированного медного провода калибра 27..30 (диаметром 0,25..0,35 мм). Зазор между витками около 5..7 мм. Вместо ферритового стержня можно использовать рамочную антенну, она намотана на каркасе 55х55 мм с 60 витками для L1 и 5 витками для L2.Для приема диапазона ДВ необходимо утроить витки каждой катушки (L1 = 165..210, L2 = 15..21 для ферритового стержня и L1 = 180, L2 = 15 для рамочной антенны).

Наушники BF1 имеют сопротивление 50 Ом. С этим наушником ресивер будет работать при напряжении питания 1,2 вольта и выше. Потребляемый ток составляет около 1,2 мА от аккумулятора 1,2 вольта или около 1,8 мА от аккумулятора 1,5 вольта. Можно использовать наушники с сопротивлением 180 Ом, но для этого требуется напряжение питания 2,4..3 Вольта (при использовании двух аккумуляторов или двух батареек). В этом случае ток потребления увеличится до 3..5 мА.

Отличный результат достигнут с наушниками ТДС-1 (8..16 Ом), включенными параллельно, при напряжении питания 3 вольта потребляет 3 мА. Можно использовать высокоомные наушники 4,4 кОм, но для этого нужно питание 4,5..9 вольт. Потребляемый ток около 1..2 мА.

В. Поляков

ЗАДНЯЯ

Импульсные кремниевые силовые транзисторы NPN серии

%PDF-1.4 % 1 0 объект > эндообъект 6 0 объект /Title (MJE13009 – Кремниевые силовые NPN-транзисторы серии импульсных режимов) >> эндообъект 2 0 объект > эндообъект 3 0 объект > эндообъект 4 0 объект > поток 2011-10-26T14:51:59-07:00BroadVision, Inc.2020-10-08T10:28:39+02:002020-10-08T10:28:39+02:00Приложение Acrobat Distiller 9.4.6 (Windows)/ pdf

  • MJE13009 – Кремниевые силовые транзисторы NPN с режимом переключения
  • ПО Полупроводник
  • MJE13009G предназначен для высоковольтных высокоскоростных коммутация индуктивных цепей, где критично время спада. Они есть особенно подходит для приложений SWITCHMODE 115 и 220 В такие как импульсные регуляторы, инверторы, средства управления двигателем, Драйверы соленоидов/реле и цепи отклонения.
  • uuid:1197fd74-0808-4fe1-9aec-8b40e60fc7bduuid:e3a26f96-cd87-4905-bc53-48b7feebb36ePrint конечный поток эндообъект 5 0 объект > эндообъект 7 0 объект > эндообъект 8 0 объект > эндообъект 9 0 объект > эндообъект 10 0 объект > эндообъект 11 0 объект > эндообъект 12 0 объект > эндообъект 13 0 объект > эндообъект 14 0 объект > эндообъект 15 0 объект > эндообъект 16 0 объект > эндообъект 17 0 объект > эндообъект 18 0 объект > эндообъект 19 0 объект > эндообъект 20 0 объект > эндообъект 21 0 объект > эндообъект 22 0 объект > эндообъект 23 0 объект > эндообъект 24 0 объект > поток HVn6}Ẉi^DR*ڠ ͪC\]ګ`odډX,$Ù33gf-AYtnhN8^%L=$WSN7M⏭U2MH^I)>{ubCF2eF`͘u^q. =~6Iǝc;z6c6oZG]Yv(.5’[email protected]_V= -ؤ 4; 2; cJ V} suEHuksstA7([email protected]} [email protected] 3 % ή>E00W5=#6̭$’0=tZ|pwZԨʺ!O3wr0:d,5L

    J9Te`(@cG,>wk }-Wns5 #&+ i4!8RqNC о ,/~ŭ rBM/ ч N`c 5bi`(C?={_qlQR[(+

    Таймер включения нагрузки с многоточечным управлением по двум проводам